Завдяки високому ККД імпульсні стабілізатори напруги отримують останнім часом все ширше поширення, хоча вони, як правило, складніші і містять більшу кількість елементів. Оскільки в теплову енергіюперетворюється лише мала частка енергії, що підводиться до імпульсного стабілізатора, його вихідні транзистори менше нагріваються, отже, за рахунок зниження площі тепловідводів знижуються маса і розміри пристрою.

Відчутним недоліком імпульсних стабілізаторів є наявність на виході високочастотних пульсацій, що помітно звужує їх область практичного використанняНайчастіше імпульсні стабілізатори використовують для живлення пристроїв на цифрових мікросхемах.

Стабілізатор з вихідною напругою, меншою за вхідний, можна зібрати на трьох транзисторах (рис. 6.1), два з яких (VT1, VT2) утворюють ключовий регулюючий елемент, а третій (ѴТЗ) є підсилювачем сигналу неузгодженості.

Рис. 6.1. Схема стабілізатора імпульсного напруги з ККД 84%.

Пристрій працює в режимі коливання. Напруга позитивного зворотного зв'язку з колектора складеного транзистора Т1 через конденсатор С2 надходить в ланцюг бази транзистора Т2.

Елементом порівняння та підсилювачем сигналу неузгодженості є каскад на транзисторі ВТЗ. Його емітер підключений до джерела опорної напруги стабілітрону VD2, а база до дільника вихідної напруги R5 R7.

В імпульсних стабілізаторах регулюючий елемент працює у ключовому режимі, тому вихідна напруга регулюється зміною шпаруватості роботи ключа. Увімкненням/вимкненням транзистора VT1 за сигналом транзистора ТЗ управляє транзистор Т2. У моменти, коли транзистор T1 відкритий, в дроселі L1, завдяки протіканню струму навантаження, запасається електромагнітна енергія. Після закриття транзистора запасена енергія через діод VD1 віддається в навантаження. Пульсації вихідної напруги стабілізатора згладжуються фільтром L1 СЗ.

Характеристики стабілізатора цілком визначаються властивостями транзистора T1 і діода VD1, швидкодія яких повинна бути максимальною. При вхідній напрузі 24 В, вихідному 15 В і струмі навантаження 1 А виміряне значення ККД дорівнювало 84%.

Дросель L1 має 100 витків дроту діаметром 0,63 мм на кільці К26х16х12 з фериту з магнітною проникністю 100. Його індуктивність при струмі підмагнічування 1 А близько 1 мГн.

Схема простого стабілізатора імпульсного показана на рис. 6.2. Дроселі L1 та L2 намотані на пластмасових каркасах, поміщених у броньові магнітопроводи Б22 з фериту М2000НМ. Дросель L1 містить 18 витків джгута з 7 проводів ПЕВ-1 0,35. Між чашками його магнітопроводу вкладено прокладку завтовшки 0,8 мм. Активний опір обмотки дроселя L1 27 мОм. Дросель L2 має 9 витків джгута з 10 дротів ПЕВ-1 0,35. Зазор між його чашками 0,2 мм, активний опір обмотки 13 мОм. Прокладки можна виготовити з жорсткого теплостійкого матеріалу - текстоліту, слюди, електрокартону. Гвинт, що скріплює чашки магнітопроводу, має бути з немагнітного матеріалу.

Рис. 6.2. Схема простого ключового стабілізатора напруги із ККД 60%.

Для налагодження стабілізатора для його виходу підключають навантаження опором 5...7 Ом і потужністю 10 Вт. Підбором резистора R7 встановлюють номінальну вихідну напругу, потім збільшують струм навантаження до 3 А, підбираючи величину конденсатора С4, встановлюють таку частоту генерації (приблизно 18...20 кГц), при якій високочастотні викиди напруги на конденсаторі СЗ мінімальні.

Вихідну напругу стабілізатора можна довести до 8...10В, збільшивши величину резистора R7 та встановивши нове значення робочої частоти. При цьому потужність, що розсіюється на транзисторі СТЗ, також збільшиться.

У схемах імпульсних стабілізаторів бажано використовувати електролітичні конденсаториК52-1. Необхідну величину ємності одержують паралельним включенням конденсаторів.

Основні технічні характеристики:

Вхідна напруга, 15...25.

Вихідна напруга, 5.

Максимальний струм навантаження, А 4.

Пульсації вихідної напруги при струмі навантаження 4 А у всьому діапазоні вхідної напруги, мВ, не більше 50.

ККД, %, не нижче 60.

Робоча частота при вхідній напрузі 20 б і струмі навантаження 3А, кГц-20.

У порівнянні з попереднім варіантом імпульсного стабілізатора нової конструкціїА. А. Миронова (рис. 6.3) удосконалено та покращено такі його характеристики, як ККД, стабільність вихідної напруги, тривалість та характер перехідного процесу при впливі імпульсного навантаження.

Рис. 6.3. Схема стабілізатора імпульсного напруги.

Виявилося, що під час роботи прототипу (рис. 6.2) виникає так званий наскрізний струм через складовий ключовий транзистор. Цей струм з'являється в ті моменти, коли за сигналом вузла порівняння ключовий транзистор відкривається, а діод, що комутує, ще не встиг закритися. Наявність такого струму викликає додаткові втрати на нагрівання транзистора та діода та зменшує ККД пристрою.

Ще один недолік - значна пульсація вихідної напруги при струмі навантаження, близькому до граничного. Для боротьби з пульсаціями у стабілізатор (рис. 6.2) було введено додатковий вихідний LC-фільтр (L2, С5). Зменшити нестабільність вихідної напруги від зміни струму навантаження можна лише зменшенням активного опору дроселя L2. Поліпшення динаміки перехідного процесу (зокрема, зменшення його тривалості) пов'язане з необхідністю зменшення індуктивності дроселя, але при цьому неминуче збільшиться пульсація вихідної напруги.

Тому доцільно виключити цей вихідний фільтр, а ємність конденсатора С2 збільшити в 5... 10 разів ( паралельним з'єднаннямкількох конденсаторів у батарею).

Ланцюг R2, С2 у вихідному стабілізаторі (рис. 6.2) практично не змінює тривалості спаду вихідного струму, тому його можна видалити (замкнути резистор R2), а опір резистора R3 збільшити до 820 Ом. Але тоді при збільшенні вхідної напруги з 156 до 256 струм, що протікає через резистор R3 (у вихідному пристрої), буде збільшуватися в 1,7 рази, а потужність розсіювання в 3 рази (до 0,7 Вт). Підключенням нижнього за схемою виведення резистора R3 (на схемі допрацьованого стабілізатора це резистор R2) до плюсового виведення конденсатора С2 цей ефект можна послабити, але при цьому опір R2 (рис. 6.3) має бути зменшено до 620 Ом.

Один з ефективних шляхів боротьби з наскрізним струмом - збільшення часу наростання струму через ключовий транзистор, що відкрився. Тоді при повному відкриванні транзистора струм через діод VD1 зменшиться майже до нуля. Цього можна досягти, якщо форма струму через ключовий транзистор буде близька до трикутної. Як показує розрахунок, для отримання такої форми струму індуктивність накопичувального дроселя L1 має перевищувати 30 мкГч.

Ще один шлях - застосування швидкодіючого комутуючого діода VD1, наприклад, КД219Б (з бар'єром Шотки). У таких діодів вище швидкодія і менше падіння напруги при тому самому значенні прямого струму в порівнянні зі звичайними високочастотними кремнієвими діодами. Конденсатор С2 типу К52-1.

Покращення параметрів пристрою може бути отримане і за зміни режиму роботи ключового транзистора. Особливість роботи потужного транзистора СТЗ у вихідному і поліпшеному стабілізаторах полягає в тому, що він працює в активному режимі, а не в насиченому, і тому має високе значення коефіцієнта передачі струму і швидко закривається. Однак через підвищену напругу на ньому у відкритому стані потужність, що розсіюється, в 1,5...2 рази перевищує мінімально досяжне значення.

Зменшити напругу на ключовому транзисторі можна подачею позитивного (щодо плюсового дроту живлення) напруги зміщення на емітер транзистора T2 (див. рис. 6.3). Необхідну величину напруги усунення підбирають при налагодженні стабілізатора. Якщо він живиться від випрямляча, підключеного до трансформатора, то для отримання напруги зміщення можна передбачити окрему обмоткуна трансформаторі. Однак при цьому напруга зміщення змінюватиметься разом із мережевим.

Для отримання стабільної напруги усунення стабілізатор треба доопрацювати (рис. 6.4), а дросель перетворити на трансформатор Т1, намотавши додаткову обмотку II. Коли ключовий транзистор закритий, а діод VD1 відкритий, напруга на обмотці I визначається з виразу: U1 = Ux + U VD1. Оскільки напруга на виході і на діоді в цей час змінюється незначно, незалежно від значення вхідної напруги на обмотці II напруга практично стабільно. Після випрямлення його подають на емітер транзистора VT2 (та VT1).

Рис. 6.4. Схема модифікованого стабілізатора імпульсного напруги.

Втрати на нагрівання знизилися в першому варіанті доопрацьованого стабілізатора на 14,7%, а в другому на 24,2%, що дозволяє їм працювати при струмі навантаження до 4 А без установки ключового транзистора на тепловідведення.

У стабілізаторі варіанта 1 (рис. 6.3) дросель L1 містить 11 витків, намотаних джгутом із восьми проводів ПЕВ-1 0,35. Обмотку поміщають у броньовий магнітопровід Б22 з фериту 2000НМ. Між чашками необхідно закласти прокладку з текстоліту завтовшки 0,25 мм. У стабілізаторі варіанта 2 (рис. 6.4) трансформатор Т1 утворений намотуванням поверх котушки дроселя L1 двох витків дроту ПЕВ-1 0,35. Замість германієвого діода Д310 можна використовувати кремнієвий, наприклад КД212А або КД212Б, при цьому число витків обмотки II потрібно збільшити до трьох.

Стабілізатор із широтно-імпульсним керуванням (рис. 6.5) за принципом дії близький до стабілізатора, описаного в, але, на відміну від нього, має два ланцюги зворотного зв'язку, з'єднані таким чином, що ключовий елемент закривається при перевищенні напруги на навантаженні або збільшенні струму , що споживається навантаженням.

При подачі живлення на вхід пристрою струм, поточний через резистор R3, відкриває ключовий елемент, утворений транзисторами VT.1, VT2, в результаті чого в ланцюзі транзистор VT1 дросель L1 навантаження резистор R9 виникає струм. Відбувається заряд конденсатора С4 та накопичення енергії дроселем L1. Якщо опір навантаження досить велике, то напруга на ній досягає 12 Б і стабілітрон VD4 відкривається. Це призводить до відкривання транзисторів VT5, ѴТЗ і закриття ключового елемента, а завдяки наявності діода VD3 дросель L1 віддає накопичену енергію навантаженню.

Рис. 6.5. Схема стабілізатора із широтно-імпульсним керуванням з ККД до 89%.

Технічні характеристики стабілізатора:

Вхідна напруга 15...25 Ст.

Вихідна напруга 12 6.

Номінальний струм завантаження 1 А.

Пульсації вихідної напруги при струмі навантаження 1 А 0,2 В. ККД (при UBX = 18 6, Ін = 1 А) 89%.

Споживаний струм при UBX=18 В режимі замикання ланцюга навантаження 0,4 А.

Вихідний струм короткого замикання (при UBX = 18 6) 2,5 А.

У міру зменшення струму через дросель та розряду конденсатора С4 напруга на навантаженні також зменшиться, що призведе до закривання транзисторів VT5, VTЗ та відкривання ключового елемента. Далі процес роботи стабілізатора повторюється.

Конденсатор С3, що знижує частоту коливального процесу, підвищує ефективність стабілізатора.

При малому опорі навантаження коливальний процес у стабілізаторі відбувається інакше. Наростання струму навантаження призводить до збільшення падіння напруги на резисторі R9, відкривання транзистора Т4 і закривання ключового елемента. Далі процес протікає аналогічно до описаного вище. Діоди VD1 і VD2 сприяють різкішому переходу пристрою з режиму стабілізації напруги режим обмеження струму.

У всіх режимах роботи стабілізатора споживаний ним струм менше струму навантаження. Транзистор Т1 слід встановити на тепловідведення розмірами 40x25 мм.

Дросель L1 являє собою 20 витків джгута з трьох проводів ПЕВ-2 0,47, поміщених у чашковий магнітопровід Б22 з фериту 1500НМЗ. Магнітопровід має зазор завтовшки 0,5 мм з немагнітного матеріалу.

Стабілізатор нескладно перебудувати на іншу вихідну напругу та струм навантаження. Вихідну напругу встановлюють вибором типу стабілітрона VD4, а максимальний струм навантаження - пропорційною зміною опору резистора R9 або подачею на базу транзистора Т4 невеликого струму від окремого параметричного стабілізатора через змінний резистор.

Для зниження рівня пульсацій вихідної напруги доцільно застосувати LC-фільтр, аналогічний використовуваному у схемі на рис. 6.2.

Рис. 6.6. Схема імпульсного стабілізатора напруги з ККД перетворення 69...72%.

Рис. 6.7. Схема стабілізатора імпульсного напруги з малими пульсаціями.

Імпульсний стабілізатор напруги (рис. 6.6) складається з вузла запуску (R3, VD1, ѴТ1, VD2), джерела опорної напруги та пристрою порівняння (DD1.1, R1), підсилювача постійного струму(Т2, DD1.2, Т5), транзисторного ключа(?ТЗ, ?Т4), індуктивного накопичувача енергії з комутуючим діодом (VD3, L2) і фільтрів вхідного (L1, С1, С2) і вихідного (С4, С5, L3, С6). Частота перемикання індуктивного накопичувача енергії, залежно від струму навантаження, знаходиться в межах 1,3...48 кГц.

Всі котушки індуктивності L1 L3 однакові і намотані в броньових магнітопроводах Б20 з фериту 2000НМ із зазором між чашками близько 0,2 мм. Обмотки містять по 20 витків джгута із чотирьох проводів ПЕВ-2 0,41. Можна застосувати також кільцеві феритові магнітопроводи із зазором.

Номінальна вихідна напруга 5 при зміні вхідного від 8 до 60 б і ККД перетворення 69...72%. Коефіцієнт стабілізації 500. Амплітуда пульсацій вихідної напруги при струмі навантаження 0,7 А не більше 5 мВ. Вихідний опір 20 мОм. Максимальний струм навантаження (без тепловідводів для транзистора VT4 та діода VD3) 2 А.

Імпульсний стабілізатор напруги (рис. 6.7) при вхідній напрузі 20...25 забезпечує на виході стабільну напругу 12 В при струмі навантаження 1,2 А. Пульсації на виході до 2 мВ. Завдяки високому ККД у пристрої не використовуються тепловідведення. Індуктивність дроселя L1 470 мкГч.

Аналоги транзисторів: ВС547 КТ3102А] ВС548В КТ3102В. Приблизні аналоги транзисторів ВС807 КТ3107; BD244 КТ816.

Приставка до блоку живлення

Це перетворювач замислювався як приставка, що дозволяє розширити діапазон напруг лабораторного блокуживлення, розрахованого на вихідну напругу 12 вольт і струм 5 ампер. Принципова схема перетворювача показано малюнку 1.

Основою пристрою є мікросхема однотактного широтно імпульсного контролера UC3843N, включена за типовою схемою. Безпосередньо ця схема балу запозичена у німецького радіоаматора Георга Тіфа (Tief G. Dreifacher Step-Up-Wandler. Stabile Spennunger f?r den FieldDay). Дані російською мовою на цю мікросхему можна переглянути у довіднику «Мікросхеми для імпульсних джерелхарчування та їх застосування» видавництва «Додека» на сторінці 103. Схема не складна і при справних деталях і правильному монтажі починає працювати відразу ж. Регулювання вихідної напруги перетворювача здійснюється за допомогою підстроювального резистора R8. Але за бажання його можна поміняти на резистор змінний. Величину вихідної напруги можна змінювати від 15 до 40 вольт при номіналах резисторів R8, R9, R10, вказаних на схемі. Цей перетворювач був випробуваний з паяльником, розрахованим на 24 вольти і потужністю 40 Вт.
І так:

Напруга виходу ……………… 24 В
Струм навантаження склав …………. 1,68 А
Потужність навантаження ………………. 40,488 Вт
Напруга входу ………………... 10,2 В
Загальний струмспоживання ………. 4,65 А
Загальна потужність …………………... 47,43 Вт
ККД, що вийшов ………………... 85%
При цьому температура активних компонентів схеми була близько 50 градусів.

При цьому ключовий транзистор та діод із бар'єром Шоттки мають невеликі радіатори. Як ключовий транзистор застосований транзистор IRFZ34, що має опір відкритого каналу 0,044 Ом, а як діод застосований один з діодів діодної збірки S20C40C, випаяної з блоку живлення старого комп'ютера. На друкованій платі передбачено комутацію діодів за допомогою перемички. Можна застосувати й інші діоди з бар'єром Шоттки з прямим струмом не менш ніж у два рази, що перевищує струм навантаження. Дросель намотаний на жовтому з білим кільце з розпорошеного заліза, так само взятим із блока живлення ПК. Про такі сердечники можете почитати у брошурі Джима Кокса. Завантажити її можна із Мережі. Взагалі раджу завантажити цю статтю та повністю прочитати. Багато корисного матеріалу по дроселям.

Магнітна проникність такого кільця дорівнює 75, яке розміри – D = 26,9 mm; d = 14,5 мм; h = 11,1 мм. Обмотка дроселя має 24 витки будь-якого обмотувального дроту діаметром 1,5 мм. Усі деталі стабілізатора встановлені на друкованій платі, причому з одного боку встановлені всі «високі» деталі, а з іншого – всі, так би мовити, «низькі». Малюнок друкованої плати показано малюнку 2.

Перше включення зібраного пристрою можна проводити без ключового транзистора та переконатися у працездатності ШІМ-контролера. При цьому на виведенні мікросхеми 8 має бути напруга 5 вольт, це напруга внутрішнього джерелаопорної напруги ІОН. Воно має бути стабільним при зміні напруги живлення мікросхеми. Стабільною має бути і частота, і амплітуда пилкоподібної напруги на виході 4 DA1. Переконавшись у працездатності контролера, можна впаяти і потужний транзистор. Все має працювати.


Не забувайте, що струм навантаж стабілізатора, повинен бути менше струму, на який розрахований ваш блок живлення і його величина залежить від вихідної напруги стабілізатора. Без навантаження на виході стабілізатор споживає струм приблизно 0,08 А. Частота імпульсної послідовності керуючих імпульсів без навантаження, знаходиться в районі 38 кГц. І ще трохи, якщо малюватимете друковану плату самі, ознайомтеся з правилами монтажу мікросхеми з її документації. Стабільна та безвідмовна робота імпульсних пристроїв залежить не тільки від якісних деталей, а й у правильному розведенні провідників друкованої плати. Успіхів. К.В.Ю.

Імпульсні стабілізатори напруги (ІДН) користуються великою популярністю у радіоаматорів. У Останніми рокамитакі пристрої будують на базі спеціалізованих мікросхем, польових транзисторів та діодів Шоттки. Завдяки цьому технічні характеристики ІДН значно покращилися, особливо ККД, що досягає 90%, при одночасному спрощенні схемотехніки. Описуваний стабілізатор є результатом пошуку компромісу між якісними показниками, складністю і ціною.

Стабілізатор побудований за схемою із самозбудженням. Він має досить високі експлуатаційні характеристики і надійність, має захист від перевантажень і коротких замикань виходу, а також від появи на виході вхідної напруги у разі аварійного пробою регулюючого транзистора. Принципова схема ІДН зображена на рис. 5.21. Його основа - широкопоширений ОУ КР140УД608А.

На відміну від багатьох пристроїв подібного призначення, для стеження за вихідною напругою і струмом перевантаження, використовується загальний ланцюг ООС, що утворюється транзистором VT4, а як датчик струму використовується котушка індуктивності L2 (активна складова її опору), яка одночасно є частиною LC-фільтра ( L2, СЗ), що зменшує пульсації вихідної напруги. Вихідна напруга визначають стабілітрон VD2 і емітерний перехід транзистора VT4, а струм навантаження - нормований активний опір котушки індуктивності L2.

Все це дозволило певною мірою спростити ІСН, зменшити пульсації вихідної напруги і збільшити ККД завдяки суміщенню датчика струму з LC-фільтром. Недолік такого схемного рішення — дещо підвищений вихідний опір пристрою.

Основні технічні характеристики ІСН:

Вихідна напруга, У, за відсутності навантаження………………..12г5;

при струмі навантаження 4 А………………………12;

Струм спрацьовування захисту, А…………………………………………………..4,5;

Напруга пульсації (при ємності

конденсатора, що згладжує випрямляча 4700 мкФ), мВ……….16;

Частота перетворення (при струмі навантаження 4 А), кГц…….близько 20;

ККД (при струмі навантаження 4 А), %, щонайменше………………………………80;

Вхідна напруга, В………………………………………………………16…27.

У разі живлення від стабілізованого джерела постійного струму, працездатність пристрою зберігається при зниженні вхідної напруги практично до відкритого стану транзистора VT3. Подальше зменшення вхідної напруги призводить до зриву генерації, але VT3 залишається відкритим. Якщо на виході виникне перевантаження чи коротке замикання, генерація відновлюється і стабілізатор починає працювати у режимі обмеження струму. Ця властивість дозволяє використовувати його як електронний запобіжник без засувки. Працює стабілізатор у такий спосіб.

Через різне співвідношення опорі резисторів дільників R6, R7 і R8, R9 напруга на вході, що не інвертує, ОУ DA! у момент включення харчування виявляється більше, ніж на інвертуючому, тому на його виході встановлюється високий рівень. Транзистори VT1 ​​... VT3 відкриваються і конденсатори С2, СЗ починають заряджатися, а котушка L1 - накопичувати енергію. Після того як напруга на виході стабілізатора досягне значення, відповідного пробою стабілітрона VD2 і відкривання транзистора VT4, напруга на вході, що не інвертує, ОУ ОА1 стає менше, ніж на інвертуючому (через шунтування R9 резистором R10), і на його виході низький рівень.

В результаті транзистори VT1 ​​... VT3 закриваються, полярність напруги на висновках котушки L1 стрибком змінюється на протилежну, відкривається комутуючий діод VD1 і енергія, накопичена в котушці L1 і конденсаторах С2 СЗ віддається в навантаження. При цьому вихідна напруга зменшується, стабілізатор VD2 і транзистор VT4 закриваються, на виході ОУ з'являється високий рівень і транзистор VT3 знову відкривається, починаючи тим самим новий робочий цикл стабілізатора.

При збільшенні струму навантаження понад номінальне значення зростаюче падіння напруги на активному опорікотушки L2 починає більшою мірою відкривати транзистор VT4, ООС по струму стає переважаючим, а стабілітрон VD2

закривається. Через дії ООС вихідний струм стабілізується, а вихідна напруга та вхідний струм зменшуються, забезпечуючи цим безпечний режим роботи транзистора VT3. Після усунення перевантаження або короткого замикання пристрій повертається у режим стабілізації напруги.

Як видно із схеми, транзистори VT1 ​​і VT3 утворюють складовий транзистор. Таке схемне рішення оптимальне при використанні як ключового елемента біполярного транзистора, так як у цьому випадку забезпечується відносно невелике падіння напруги на відкритому транзисторі VT3 щодо малих струмах управління. При цьому транзистор VT1 насичується, забезпечуючи оптимальні статичні втрати складеного транзистора, а VT3 не насичується, забезпечуючи оптимальні динамічні втрати. Як датчик струму VT4 застосований потужний транзистор серії КТ817. В принципі, тут можливе використання і дешевшого малопотужного транзистора, проте у потужних при малих робочих струмах (як у даному випадку) напруга відкривання емітерного переходу - всього близько 0,4 В, тоді як у малопотужних, наприклад КТ3102, воно - близько 0 ,55 Ст.

Таким чином, при тому самому струмі спрацьовування захисту опір вимірювального резистора у разі використання потужного транзистора виходить менше, забезпечуючи тим самим виграш в ККД стабілізатора. В описуваному ІСН, як зазначалося, передбачено захист від появи вхідної напруги

на виході при пробої регулюючого транзистора VT3. У цьому випадку напруга на стабілітроні VD3 стає більше 15, струм в силовому ланцюгу різко зростає і запобіжник FU1 згоряє. Передбачається, що останній перегорить раніше, ніж це станеться зі стабілітроном (через теплові навантаження).

Імітація аварії (замикання висновків колектора і емітера VT3) показала, що стабілітрони КС515А (у металевому корпусі) відмінно захищають пристрої, що живляться від ІСН: при згоранні запобіжника стабілітрони, виходячи з ладу, залишаються «в глибокому» короткому замиканні(Не обриваються). Такі результати отримані при випробуванні стабілітронів КС515Г, а також аналогічних імпортних (у пластмасових корпусах). Незадовільно поводилися аналогічні стабілітрони у скляних корпусах — вони встигали перегоряти одночасно із запобіжником.

В ІДН можна застосувати будь-які транзистори зазначених на схемі серій (крім КТ816А як VT1). Оксидні конденсатори С2, СЗ – зарубіжного виробництва марки SR (наближений аналог К50-35). Найбільш підходяща заміна КР140УД608 - КР140УД708.

Накопичувальна котушка індуктивності L1 поміщена в броньовий магнітопровід з двох чашок 422 з фериту М2000НМ із зазором близько 0,2 мм, утвореним двома шарами паперу, що самоклеїться. Намотують котушку дротом ПЕЛ-1,0. Щоб котушка не «їла» на частоті перетворення, чашку з обмоткою занурюють на деякий час в резервуар з нітролаком, потім витягують і дають стекти лаку. Після цього чашку надягають на попередньо вставлений у відповідний отвір плати гвинт, що стягує, надягають другу чашку і отриману таким чином збірку стягують гвинтом з гайкою і шайбою.

Після висихання лаку висновки котушки акуратно зачищають, обслуговують і припаюють до відповідних контактів плати. Потім монтують решту деталей. Датчик струму котушки L2 поміщають у магнітопровід з двох чашок 414 з фериту тієї ж марки, що і котушка L1 і такою ж діелектричною прокладкою. Для обмотки використовують провід ПЕЛ-0,5 довжиною 700 мм, просочувати її не обов'язково. Цю котушку можна виготовити й інакше, намотавши провід вказаного діаметра та довжини на стандартний дросель.

ДПМ-0,6, проте ефективність придушення імпульсів на частоті перетворення в цьому випадку дещо знизиться.

Стабілізатор збирають на друкованій платі з одностороннього фольгованого склотекстоліту, креслення якої показано на рис. 5.22. Якщо ІСН буде використовуватися при максимальному струмі навантаження, транзистор VT3 необхідно встановити на тепловідводі у вигляді алюмінієвої пластини площею не менше 100 см2 і товщиною 1,5...2 мм. На цьому ж тепловідвід через ізолюючу прокладку (наприклад, слюдяну) закріплюють і комутуючий діод VD1. При струмах навантаження менше 1 А тепловідведення для транзистора VT3 і діода VD1 не потрібно, проте в цьому випадку струм спрацьовування захисту необхідно зменшити до 1,2 А, замінивши котушку L2 резистором С5-16 опором 0,33 Ом і потужністю 1 Вт.

Налагодження описаний ІСН практично не потребує. Можливо, однак, доведеться уточнити струм спрацьовування захисту, для чого провід котушки L2 слід взяти від початку більшої довжини. Припаявши його до відповідних контактів плати, поступово вкорочують до отримання необхідного струму спрацьовування захисту, а потім намотують котушку L2. Використовувати стабілізатор при струмах навантаження більше 4 А не слід. Обмеження пов'язане переважно з максимально допустимим імпульсним струмом колектора транзистора серії КТ805.

Розглянута сьогодні мікросхема - це регульований DC-DC перетворювач напруги, або просто знижуючий регульований стабілізаторструму 40 вольт на вході та від 1,2 до 35 В на виході. LM2576 вимагає вхідного живлення близько 40-50 в постійного струму. Так як вона може тримати струми до 3-х ампер, LM2576 працює як імпульсний стабілізатор, здатний керувати навантаженням 3 А з мінімальною кількістю компонентів та невеликим радіатором. Ціна мікросхеми LM2576 становить приблизно 140 рублів.

Принципова схема стабілізатора

Особливості схеми

• Вихідна регульована напруга 1,2 - 35 В та низький рівень пульсацій
• Потенціометр для плавного регулювання вихідної напруги
• На платі є мостовий випрямляч напруги змінного струму
• Світлодіодна індикація вхідного живлення
• Розміри друкованої плати 70 х 63 мм

Призначена схема для настільних блоків живлення, зарядних пристроївдля батарей, як світлодіодний драйвер. Далі 2 варіанти виконання - у стандартному та планарному вигляді:

Чому в таких джерелах стабілізованого живлення не можна використовувати прості параметричні стабілізатори типу LM317? Тому що розсіювана потужність на напрузі 30 В 3 А буде кілька десятків ват - знадобиться величезний радіатор і кулер. А ось при імпульсній стабілізації потужність, що виділяється на мікросхемі, майже в 10 разів менша. Тому з LM2576 отримуємо невеликий та потужний, універсальний регульований стабілізатор напруги.

Джерела живлення

Ю. СЕМЕНОВ, м. Ростов-на-Дону
Радіо, 2002 рік, № 5

Імпульсні стабілізатори напруги (знижувальні, що підвищують та інвертують) займають особливе місце в історії розвитку силової електроніки. Ще недавно кожне джерело живлення з вихідною потужністю більше 50 Вт мав у своєму складі знижувальний імпульсний стабілізатор. Сьогодні сфера застосування подібних пристроїв скоротилася у зв'язку з здешевленням джерел живлення з безтрансформаторним входом. Проте застосування імпульсних знижувальних стабілізаторів у ряді випадків виявляється економічно вигіднішим, ніж будь-яких інших перетворювачів постійної напруги.

Функціональна схема понижуючого імпульсного стабілізатора показано на рис. 1 , а часові діаграми, що пояснюють його роботу в режимі безперервного струму дроселя L, на рис. 2 .

Під час t вкл електронний комутатор S замкнутий і струм протікає по контуру: плюсовий виведення конденсатора С вх, резистивний датчик струму R дт, накопичувальний дросель L, конденсатор С вих, навантаження, виведення мінусовий конденсатора С вх. На цьому етапі струм дроселя l L дорівнює струму електронного комутатора S і практично збільшується лінійно від l Lmin до l Lmax .

По сигналу неузгодженості від вузла порівняння або сигналу навантаження від датчика струму або по їх поєднанню генератор переводить електронний комутатор S в розімкнений стан. Оскільки струм через дросель L миттєво змінитись не може, то під дією ЕРС самоіндукції відкриється діод VD і струм l L потече по контуру: катод діода VD, дросель L, конденсатор З ВИХ, навантаження, анод діода VD. Під час t lKл, коли електронний комутатор S розімкнуто, струм дроселя l L збігається зі струмом діода VD і лінійно зменшується від

l Lmax до l L min. За період Т конденсатор С вих отримує і віддає збільшення заряду ΔQ свих. відповідне заштрихованої області на часовій діаграмі струму l L . Це збільшення і визначає розмах напруги пульсацій ΔU Сви на конденсаторі С вих і на навантаженні.

Під час замикання електронного комутатора діод закривається. Цей процес супроводжується різким збільшенням струму комутатора до значення I smax через те, що опір ланцюга - датчик струму, замкнутий комутатор, що відновлюється діод - дуже мало. Для зменшення динамічних втрат слід застосовувати діоди з малим часом зворотного відновлення. Крім того, діоди знижувальних стабілізаторів повинні витримувати великий зворотний струм. З відновленням властивостей діода, що закривають, починається наступний період перетворення.

Якщо імпульсний понижувальний стабілізатор працює при малому струмі навантаження, можливий його перехід у режим переривчастого струму дроселя. В цьому випадку струм дроселя на момент замикання комутатора припиняється і його збільшення починається від нуля. Режим переривчастого струму небажаний при струмі навантаження, близькому до номінального, оскільки в цьому випадку виникають підвищені пульсації вихідної напруги. Найбільш оптимальна ситуація, коли стабілізатор працює в режимі безперервного струму дроселя при максимальному навантаженні і в режимі переривчастого струму, коли зменшується навантаження до 10 ... 20% від номінальної.

Вихідна напруга регулюють зміною відношення часу замкнутого стану комутатора до періоду проходження імпульсів. При цьому залежно від схемотехніки можливі різні варіантиреалізації способу управління. У пристроях з релейним регулюванням перехід від увімкненого стану комутатора до вимкненого визначає вузол порівняння. Коли вихідна напруга більша за задану, комутатор вимкнений, і навпаки. Якщо зафіксувати період проходження імпульсів, то вихідну напругу можна регулювати зміною тривалості включеного стану комутатора. Іноді використовують методи, при яких фіксують або час замкнутого або час розімкнутого стану комутатора. У будь-якому із способів регулювання необхідно обмежувати струм дроселя на етапі замкнутого стану комутатора для захисту від навантаження по виходу. Для цього застосовують резистивний датчик або імпульсний трансформатор струму.

Розрахунок імпульсного знижувального стабілізатора

Вибір основних елементів імпульсного знижуючого стабілізатора та розрахунок їх режимів проведемо на конкретному прикладі. Усі співвідношення, які при цьому використовуються, отримані на основі аналізу функціональної схеми та тимчасових діаграм, а за основу взято методику .

1. На основі порівняння вихідних параметрів та граничних допустимих значень струму та напруги ряду потужних транзисторіві діодів попередньо вибираємо біполярний складовий транзистор КТ853Г (електронний комутатор S) та діод КД2997В (VD) .

2. Розрахуємо мінімальний та максимальний коефіцієнти заповнення:

? 0,8) = 0,42;

γ мах = t і max /T max = (U Bix + U пp)/(U Bx min - U sbкл -U Rдт +U пp)=(12+0,8)/(18-2-0,3+ 0,8)=0,78, де U пp =0,8 ≈ пряме падіння напруги на діоді VD, отримане з прямої гілки ВАХ для струму, рівного I ВИХ в найгіршому випадку; U sbкл = 2 ≈ напруга насичення транзистора КТ853Г, що виконує функцію комутатора S, при коефіцієнті передачі струму в режимі насичення h 21е = 250; U RдТ = 0,3 ≈ падіння напруги на датчику струму при номінальному струмінавантаження.

3. Вибираємо максимальну та мінімальну частоту перетворення.

Цей пункт виконується, якщо період проходження імпульсів не постійний. Вибираємо спосіб керування з фіксованою тривалістю розімкнутого стану електронного комутатора. При цьому виконується умова: t = (1 - γ max) / f min = (1 - γ min) / f max = const.

Оскільки комутатор виконаний на транзисторі КТ853Г, що має погані динамічні характеристики, то максимальну частоту перетворення виберемо порівняно низькою f max =25 кГц. Тоді мінімальну частоту перетворення можна визначити як

f min = f max (1 - γ max) / (1 - γ min) = 25 * 10 3] (1 - 0,78) / (1-0,42) = 9,48 кГц.

4. Обчислимо потужність втрат на комутаторі.

Статичні втрати визначаються чинним значенням струму, що протікає через комутатор. Оскільки форма струму ≈ трапеція, то I s = I вих де α=l Lmax /l lx =1,25 ≈ відношення максимального струмудроселя до вихідного струму. Коефіцієнт вибирають в межах 1,2... 1,6. Статичні втрати комутатора P Scтaт = USBKn = 3,27-2 = 6,54 Вт.

Динамічні втрати на комутаторі Р sдин ╥0,5f max ╥U BX max (l smax ╥t ф +α╥l lx ╥t cn),

де I smax - амплітуда струму комутатора, обумовлена ​​зворотним відновленням діода VD. Прийнявши l Smax =2l ByX, отримуємо

Р sдин =0, 5f max ╥U BX max ╥I вих (2t ф + α∙ t cn)=0,5╥ 25╥10 3 ╥32╥5(2╥0,78-10 -6 +1,25 -2-10 -6)=8,12 ​​Вт, де t ф =0,78╥10 -6 з ≈ тривалість фронту імпульсу струму через комутатор, t cn =2╥10 -6 с ≈ тривалість спаду.

Загальні втрати на комутаторі становлять: Р s = Р scтат + Р sдін = 6,54 +8,12 = 14,66 Вт.

Якби переважаючими на комутаторі були статичні втрати, розрахунок слід проводити для мінімальної вхідної напруги, коли струм дроселя максимальний. У випадку, коли важко прогнозувати переважний вид втрат, їх визначають як при мінімальній, так і при максимальній вхідній напрузі.

5. Розраховуємо потужність втрат на діоді.

Оскільки форма струму через діод - також трапеція, його чинне значення визначимо як Статичні втрати на діоді P vDcTaT = l vD U пр =3,84-0,8 = 3,07 Вт.

Динамічні втрати діода обумовлені переважно втратами при зворотному відновленні: Р VDдин =0,5f max ╥

l smax vU Bx max ╥t oB ╥f max ╥l Bix ╥U вх max ╥t oв ╥25-10 3 -5-32╥0,2╥10 -6 =0,8 Вт, де t OB =0, 2-1C -6 з ≈ час зворотного відновлення діода.

Сумарні втрати на діоді складуть: P VD = P МDcтaт + P VDдин = 3,07 +0,8 = 3,87 Вт.

6. Вибираємо тепловідведення.

Основна характеристика тепловідведення - його тепловий опір, який визначається як відношення між різницею температур навколишнього середовища і поверхні тепловідведення до потужності, що розсіюється ним: R г =ΔТ/Р расс. У нашому випадку слід закріпити комутуючий транзистор і діод на одному тепловідводі через ізолюючі прокладки. Щоб не зважати на тепловий опір прокладок і не ускладнювати розрахунок, температуру поверхні вибираємо низькою, приблизно 70 град. С. Тоді при температурі навколишнього середовища 40°СΔТ=70-40=30°С. Тепловий опір тепловідведення для нашого випадку R t =ΔT/(P s +P vd)=30/(14,66+3,87)=1,62╟С/Вт.

Тепловий опір при природному охолодженні наводять, як правило, довідкових даних на тепловідведення. Для зменшення габаритів та маси пристрою можна застосувати примусове охолодження за допомогою вентилятора.

7. Розрахуємо параметри дроселя.

Обчислимо індуктивність дроселя: L= (U BX max - U sbkл -U Rдт - U Bих)γ min /=(32-2-0,3-12)╥0,42/=118,94 мкГн.

Як матеріал магнітопроводу вибираємо пресований Мо-пермаллою МП 140 . Змінна складова магнітного поляв магнітопроводі в нашому випадку така, що втрати на гістерезис не є фактором, що обмежує. Тому максимальну індукцію можна вибрати на лінійній ділянці кривої намагнічування поблизу точки перегину. Робота на криволінійній ділянці небажана, оскільки при цьому магнітна проникність матеріалу буде меншою, ніж початкова. Це, своєю чергою, спричинить зменшення індуктивності зі збільшенням струму дроселя. Вибираємо максимальну індукцію В m рівної 0,5 Тл і обчислюємо об'єм магнітопроводу: Vp=μμ 0 ╥L(αI виx) 2 /B m 2 =140╥4π╥10 -7 ╥118,94╥ 10 -6 (1,2 -5) 2 0,5 2 =3,27 см 3 де μ=140 ≈ початкова магнітна проникність матеріалу МП140; μ 0 =4π╥10 -7 Гн/м ≈ магнітна постійна.

За обчисленим обсягом вибираємо магнітопровід. Через конструктивних особливостейМагнітопровід з пермалою МП140 виконують, як правило, на двох складених кільцях. У нашому випадку підходять кільця КП24х13х7. Площа поперечного перерізу магнітопроводу Sc=20,352 =0,7 см 2 а середня довжина магнітної лінії λс=5,48 см. Об'єм обраного магнітопроводу становить: VC=SC╥ λс=0,7╥5,48=3,86 cm 3 >Vp.

Розраховуємо число витків: Приймаємо число витків 23.

Діаметр дроту з ізоляцією визначимо виходячи з того, що обмотка повинна вкластися в один шар, виток до витка по внутрішньому колу магнітопроводу: d = πd K k 3 /w=π╥13-0,8/23= 1,42 мм, де d K =13 мм - внутрішній діаметр магнітопроводу; до 3 =0,8 - коефіцієнт заповнення вікна магнітопроводу обмоткою.

Вибираємо провід ПЕТВ-2 діаметром 1,32 мм.

Перед тим як намотувати провід, магнітопровід слід ізолювати плівкою ПЕТ-Е товщиною 20 мкм та шириною 6...7 мм в один шар.

8. Обчислимо ємність вихідного конденсатора: C Bx = (U BX max -U sBкл - U Rдт) ?γ min /= (32-2-0,3)? 01 ≈ розмах пульсацій на вихідному конденсаторі.

Наведена формула не враховує впливу внутрішнього послідовного опору конденсатора на пульсації. З урахуванням цього, а також допуску 20% на ємність оксидних конденсаторів вибираємо два конденсатори К50-35 на номінальну напругу 40 ємністю 1000 мкФ кожен. Вибір конденсаторів із завищеним номінальною напругоюпов'язаний з тим, що зі збільшенням цього параметра у конденсаторів зменшується послідовний опір.

Схема, розроблена відповідно до отриманих під час розрахунку результатів, показана на рис. 3.

Розглянемо роботу стабілізатора докладніше. Під час відкритого стану електронного комутатора - транзистора VT5 - на резисторі R14 (датчик струму) формується пилкоподібна напруга. Коли воно досягне певного значення, відкриється транзистор VT3, який у свою чергу відкриє транзистор VT2 і розрядить конденсатор СЗ. При цьому закриються транзистори VT1 ​​та VT5, а також відкриється комутуючий діод VD3. Раніше відкриті транзистори VT3 і VT2 закриються, але транзистор VT1 не відкриється, поки напруга на конденсаторі СЗ не досягне порогового рівня, що відповідає напруги його відкривання. Таким чином, буде сформовано часовий інтервал, протягом якого комутуючий транзистор VT5 буде закритий (приблизно 30 мкс). Після закінчення цього інтервалу відкриються транзистори VT1 ​​та VT5 і процес повториться знову.

Резистор Р. 10 і конденсатор С4 утворюють фільтр, що пригнічує сплеск напруги на базі транзистора VT3 через зворотне відновлення діода VD3.

Для кремнієвого транзистора VT3 напруга база емітер, при якому він переходить в активний режим, становить близько 0,6 В. У цьому випадку на датчику струму R14 розсіюється відносно велика потужність. Щоб зменшити напругу на датчику струму, при якому відкривається транзистор VT3, на його базу надходить постійне зміщення близько 0,2 по ланцюгу VD2R7R8R10.

На базу транзистора VT4 подається напруга, пропорційна напрузі виходу, з дільника, верхнє плече якого утворюють резистори R15, R12, а нижнє резистор R13. Ланцюг HL1R9 формує зразкову напругу, що дорівнює сумі прямого падіння напруги на світлодіоді та емітерному переході транзистора VT4. У нашому випадку зразкова напруга становить 2,2 В. Сигнал неузгодженості дорівнює різниці між напругою на базі транзистора VT4 і зразковим.

Вихідна напруга стабілізується завдяки підсумовування посиленого транзистором VT4 сигналу неузгодженості з напругою на базі транзистора VT3. Припустимо, що напруга на виході збільшилася. Тоді напруга на базі транзистора VT4 побільшає зразкового. Транзистор VT4 відкриється і зрушить напругу на базі транзистора VT3 так, що він теж почне відкриватися. Отже, транзистор VT3 відкриється при меншому рівні пилкоподібної напруги на резисторі R14, що призведе до скорочення інтервалу часу, при якому транзистор, що комутує, буде відкритий. Вихідна напруга при цьому знижуватиметься.

Якщо вихідна напруга зменшиться, процес регулювання буде аналогічним, але відбувається у зворотному порядку і призводить до збільшення часу відкритого стану комутатора. Оскільки струм резистора R14 бере участь безпосередньо у формуванні часу відкритого стану транзистора VT5, то тут, крім звичайного зворотного зв'язку по вихідній напругі, є зворотний зв'язок по струму. Це дозволяє стабілізувати вихідну напругу без навантаження та забезпечити швидку реакцію на стрибкоподібну зміну струму на виході пристрою.

У разі замикання навантаження або перевантаження стабілізатор переходить в режим обмеження струму. Напруга на виході починає зменшуватися при струмі 5,5...6 А, а струм замикання приблизно дорівнює 8 А. У цих режимах час відкритого стану комутувального транзистора скорочується до мінімуму, що зменшує потужність, що розсіюється на ньому.

При неправильній роботі стабілізатора, викликаної відмовою одного з елементів (наприклад, пробоєм VT5 транзистора), на виході зростає напруга. В цьому випадку навантаження може вийти з ладу. Для запобігання аварійним ситуаціям перетворювач забезпечений вузлом захисту, який складається з тріністора VS1, стабілітрону VD1, резистора R1 і конденсатора С1. Коли вихідна напруга перевищить напругу стабілізації стабілітрона VD1, через неї починає протікати струм, який включає триністор VS1. Його включення призводить до зменшення практично до нуля вихідної напруги та перегорання запобіжника FU1.

Пристрій призначений для живлення 12-вольтної аудіоапаратури, розрахованої в основному на легковий автотранспорт, від бортової мережі вантажних автомобілів та автобусів напругою 24 В. Через те, що вхідна напруга в цьому випадку має низький рівень пульсацій, у конденсатора С2 порівняно невелика ємність. Вона недостатня при живленні стабілізатора безпосередньо від мережевого трансформатора з випрямлячем. У цьому випадку випрямляч слід забезпечити конденсатором ємністю не менше 2200 мкФ на відповідну напругу. Трансформатор повинен мати габаритну потужність 80...100 Вт.

У стабілізаторі застосовано оксидні конденсатори К50-35 (С2, С5, С6). Конденсатор СЗ - плівковий К73-9, К73-17 і т. д. відповідних розмірів, С4 - керамічний з малою власною індуктивністю, наприклад, К10-176. Всі резистори, крім R14, С2-23 відповідної потужності. Резистор R14 виконаний із відрізка довжиною 60 мм константанового дроту ПЕК 0,8 з погонним опором приблизно 1 Ом/м.

Креслення друкованої плати, виконаної з однобічно фольгованого склотекстоліту, показано на рис. 4.

Діод VD3, транзистор VD5 і триністор VS1 прикріплені до тепловідведення через ізолюючу теплопровідну прокладку за допомогою пластикових втулок. На цьому тепловідводі закріплена і плата.

Зовнішній вигляд зібраного пристрою показано на рис. 5.

ЛІТЕРАТУРА
1. Тітце У., Шенк К. Напівпровідникова схемотехніка: Довідкове керівництво. Пров. з ним. ≈ М.: Світ, 1982.
2. Напівпровідникові прилади. Транзистори середньої та великої потужності: Довідник / А. А. Зайцев, А. І. Міркін, В. В. Мо-Кряков та ін. Під ред. А. В. Голомедова. ≈ М.: Радіо та зв'язок, 1989.
3. Напівпровідникові прилади. Діоди випрямні, стабілітрони, тиристори: Довідник/А. Б. Гітцевіч, А. А. Зайцев, В. В. Мокряков та ін. Під ред. А. В. Голомедова. ≈ М.: Радіо та зв'язок, 1988.