เนื่องจากประสิทธิภาพสูง ตัวปรับความคงตัวของแรงดันไฟฟ้าแบบสวิตชิ่งจึงแพร่หลายมากขึ้นเมื่อเร็วๆ นี้ แม้ว่าโดยทั่วไปจะซับซ้อนกว่าและมีองค์ประกอบจำนวนมากขึ้น เพราะใน พลังงานความร้อนพลังงานเพียงเล็กน้อยที่จ่ายให้กับตัวควบคุมพัลส์จะถูกแปลง ทรานซิสเตอร์เอาท์พุตจะร้อนน้อยลง ดังนั้น โดยการลดพื้นที่ระบายความร้อน น้ำหนักและขนาดของอุปกรณ์จะลดลง
ข้อเสียที่เห็นได้ชัดเจนของสวิตชิ่งสเตบิไลเซอร์คือการมีระลอกคลื่นความถี่สูงที่เอาต์พุต ซึ่งทำให้ช่วงของมันแคบลงอย่างมาก การใช้งานจริงส่วนใหญ่มักจะใช้ตัวควบคุมการสลับเพื่อจ่ายไฟให้กับอุปกรณ์บนไมโครวงจรดิจิตอล
ตัวกันโคลงที่มีแรงดันเอาต์พุตต่ำกว่าแรงดันอินพุตสามารถประกอบบนทรานซิสเตอร์สามตัว (รูปที่ 6.1) ซึ่งสองในนั้น (VT1, VT2) เป็นองค์ประกอบการกำกับดูแลที่สำคัญ และตัวที่สาม (VTZ) เป็นเครื่องขยายสัญญาณข้อผิดพลาด
ข้าว. 6.1. แบบแผนของตัวควบคุมแรงดันไฟฟ้าแบบสวิตชิ่งที่มีประสิทธิภาพ 84%
อุปกรณ์ทำงานในโหมดการสั่นในตัวเอง แรงดันป้อนกลับเชิงบวกจากตัวสะสมของทรานซิสเตอร์คอมโพสิต VT1 ผ่านตัวเก็บประจุ C2 เข้าสู่วงจรฐานของทรานซิสเตอร์ VT2
องค์ประกอบของการเปรียบเทียบและแอมพลิฟายเออร์ของสัญญาณที่ไม่ตรงกันคือการเรียงซ้อนบนทรานซิสเตอร์ VTZ อิมิตเตอร์เชื่อมต่อกับแหล่งกำเนิดแรงดันอ้างอิง zener diode VD2 และฐานกับตัวแบ่งแรงดันเอาต์พุต R5 R7
ในสวิตชิ่งสเตบิไลเซอร์ องค์ประกอบควบคุมจะทำงานในโหมดคีย์ ดังนั้นแรงดันไฟขาออกจะถูกควบคุมโดยการเปลี่ยนรอบการทำงานของคีย์ การเปิด/ปิดทรานซิสเตอร์ VT1 โดยสัญญาณของทรานซิสเตอร์ VTZ ควบคุมทรานซิสเตอร์ VT2 ในช่วงเวลาที่ทรานซิสเตอร์ VT1 เปิดอยู่ในตัวเหนี่ยวนำ L1 เนื่องจากกระแสโหลดจะเก็บพลังงานแม่เหล็กไฟฟ้าไว้ หลังจากปิดทรานซิสเตอร์ พลังงานที่เก็บไว้ผ่านไดโอด VD1 จะถูกส่งไปยังโหลด การกระเพื่อมของแรงดันไฟขาออกของตัวกันโคลงถูกทำให้เรียบโดยตัวกรอง L1, NW
คุณสมบัติของตัวกันโคลงนั้นถูกกำหนดโดยคุณสมบัติของทรานซิสเตอร์ VT1 และไดโอด VD1 ทั้งหมดซึ่งความเร็วควรสูงสุด ด้วยแรงดันไฟฟ้าขาเข้า 24 V เอาต์พุต 15 V และกระแสโหลด 1 A ประสิทธิภาพที่วัดได้คือ 84%
ตัวเหนี่ยวนำ L1 มีลวด 100 รอบที่มีเส้นผ่านศูนย์กลาง 0.63 มม. บนวงแหวนเฟอร์ไรท์ K26x16x12 ที่มีการซึมผ่านของแม่เหล็ก 100 ความเหนี่ยวนำที่กระแสอคติ 1 A อยู่ที่ประมาณ 1 mH
ไดอะแกรมของตัวควบคุมการสลับอย่างง่ายแสดงในรูปที่ 6.2. ตัวเหนี่ยวนำ L1 และ L2 พันบนเฟรมพลาสติกที่วางอยู่ในแกนแม่เหล็กหุ้มเกราะ B22 ที่ทำจากเฟอร์ไรท์ M2000NM Choke L1 มี 18 รอบของมัด 7 สาย PEV-1 0.35 ใส่ปะเก็นหนา 0.8 มม. ระหว่างถ้วยของวงจรแม่เหล็ก ความต้านทานเชิงแอ็คทีฟของขดลวดเหนี่ยวนำ L1 คือ 27 mΩ Choke L2 มี 9 รอบของมัด 10 สาย PEV-1 0.35 ช่องว่างระหว่างถ้วยคือ 0.2 มม. ความต้านทานของขดลวดคือ 13 mOhm ปะเก็นสามารถทำจากวัสดุ textolite, ไมกา, กระดาษแข็งไฟฟ้าที่ทนความร้อนได้ สกรูยึดถ้วยของวงจรแม่เหล็กต้องทำจากวัสดุที่ไม่ใช่แม่เหล็ก
ข้าว. 6.2. แบบแผนของตัวควบคุมแรงดันไฟฟ้าแบบง่ายที่มีประสิทธิภาพ 60%
ในการสร้างโคลงจะมีการเชื่อมต่อโหลดที่มีความต้านทาน 5 ... 7 โอห์มและกำลัง 10 วัตต์เข้ากับเอาต์พุต โดยการเลือกตัวต้านทาน R7 แรงดันเอาต์พุตที่กำหนดจะถูกตั้งค่า จากนั้นกระแสโหลดจะเพิ่มขึ้นเป็น 3 A และโดยการเลือกค่าของตัวเก็บประจุ C4 ความถี่ในการสร้างจะถูกตั้งค่า (ประมาณ 18 ... 20 kHz) ซึ่ง แรงดันไฟกระชากความถี่สูงบนตัวเก็บประจุ C3 นั้นน้อยที่สุด
แรงดันไฟขาออกของตัวกันโคลงสามารถเพิ่มเป็น 8 ... 10V โดยการเพิ่มค่าของตัวต้านทาน R7 และตั้งค่าใหม่สำหรับความถี่ในการทำงาน ในกรณีนี้ กำลังงานที่ทรานซิสเตอร์ VTZ กระจายไปก็จะเพิ่มขึ้นเช่นกัน
ในวงจรสวิตชิ่งเรกูเลเตอร์ แนะนำให้ใช้ ตัวเก็บประจุด้วยไฟฟ้า K52-1. ค่าความจุที่ต้องการได้มาจากการเชื่อมต่อตัวเก็บประจุแบบขนาน
หลัก ข้อมูลจำเพาะ:
แรงดันไฟฟ้าขาเข้า V 15...25.
แรงดันขาออก V 5
กระแสโหลดสูงสุด A 4
แรงดันเอาต์พุตกระเพื่อมที่กระแสโหลด 4 A ในช่วงแรงดันไฟฟ้าขาเข้าทั้งหมด mV ไม่เกิน 50
ประสิทธิภาพ % ไม่น้อยกว่า 60.
ความถี่ในการทำงานที่แรงดันไฟฟ้าขาเข้า 20 b และกระแสโหลด 3A, kHz - 20
เมื่อเทียบกับรุ่นก่อนหน้าของตัวควบคุมการสลับใน การออกแบบใหม่ A. A. Mironov (รูปที่ 6.3) ปรับปรุงและปรับปรุงคุณลักษณะต่างๆ เช่น ประสิทธิภาพ ความเสถียรของแรงดันไฟขาออก ระยะเวลา และลักษณะของกระบวนการชั่วคราวเมื่อสัมผัสกับโหลดแบบพัลซิ่ง
ข้าว. 6.3. แบบแผนของตัวควบคุมแรงดันไฟฟ้าแบบสวิตชิ่ง
ปรากฎว่าในระหว่างการทำงานของต้นแบบ (รูปที่ 6.2) สิ่งที่เรียกว่ากระแสผ่านเกิดขึ้นผ่านทรานซิสเตอร์คีย์คอมโพสิต กระแสนี้ปรากฏขึ้นในช่วงเวลาเหล่านั้นเมื่อทรานซิสเตอร์หลักเปิดขึ้นที่สัญญาณของโหนดเปรียบเทียบและไดโอดสวิตชิ่งยังไม่มีเวลาปิด การปรากฏตัวของกระแสดังกล่าวทำให้เกิดการสูญเสียเพิ่มเติมเพื่อให้ความร้อนกับทรานซิสเตอร์และไดโอด และลดประสิทธิภาพของอุปกรณ์
ข้อเสียอีกประการหนึ่งคือการกระเพื่อมของแรงดันเอาต์พุตที่กระแสโหลดใกล้กับขีด จำกัด เพื่อต่อสู้กับระลอกคลื่น ได้มีการนำตัวกรอง LC เอาต์พุตเพิ่มเติม (L2, C5) เข้าไปในตัวกันโคลง (รูปที่ 6.2) เป็นไปได้ที่จะลดความไม่เสถียรของแรงดันเอาต์พุตจากการเปลี่ยนแปลงของกระแสโหลดโดยการลดความต้านทานเชิงแอ็คทีฟของตัวเหนี่ยวนำ L2 การปรับปรุงไดนามิกของกระบวนการชั่วคราว (โดยเฉพาะอย่างยิ่ง การลดระยะเวลา) เกี่ยวข้องกับความจำเป็นในการลดการเหนี่ยวนำของตัวเหนี่ยวนำ แต่สิ่งนี้จะเพิ่มการกระเพื่อมของแรงดันไฟขาออกอย่างหลีกเลี่ยงไม่ได้
ดังนั้นจึงแนะนำให้แยกตัวกรองเอาต์พุตนี้ออกและเพิ่มความจุของตัวเก็บประจุ C2 ขึ้น 5 ... 10 ครั้ง ( การเชื่อมต่อแบบขนานตัวเก็บประจุหลายตัวในแบตเตอรี่)
วงจร R2, C2 ในโคลงเดิม (รูปที่ 6.2) แทบไม่เปลี่ยนระยะเวลาของการลดลงของกระแสไฟขาออกดังนั้นจึงสามารถถอดออกได้ (ปิดตัวต้านทาน R2) และความต้านทานของตัวต้านทาน R3 จะเพิ่มขึ้น ถึง 820 โอห์ม แต่แล้วด้วยการเพิ่มแรงดันไฟฟ้าขาเข้าจาก 15 6 เป็น 25 6 กระแสที่ไหลผ่านตัวต้านทาน R3 (ในอุปกรณ์ดั้งเดิม) จะเพิ่มขึ้น 1.7 เท่าและกำลังการกระจาย 3 เท่า (สูงสุด 0.7 W) โดยการเชื่อมต่อตัวต้านทานตัวล่าง R3 ตามวงจรเอาต์พุต (บนวงจรของตัวปรับความเสถียรที่ดัดแปลงนี่คือตัวต้านทาน R2) กับขั้วบวกของตัวเก็บประจุ C2 เอฟเฟกต์นี้สามารถลดลงได้ แต่ต้องต้านทาน R2 (รูปที่ 6.3) ลดเหลือ 620 โอห์ม
วิธีที่มีประสิทธิภาพวิธีหนึ่งในการต่อสู้กับกระแสไหลผ่านคือการเพิ่มเวลาที่เพิ่มขึ้นของกระแสผ่านทรานซิสเตอร์ที่สำคัญที่เปิดอยู่ จากนั้นเมื่อทรานซิสเตอร์ถูกเปิดจนสุด กระแสที่ไหลผ่านไดโอด VD1 จะลดลงจนเกือบเป็นศูนย์ สิ่งนี้สามารถทำได้หากรูปร่างของกระแสผ่านทรานซิสเตอร์สำคัญใกล้กับรูปสามเหลี่ยม ตามที่การคำนวณแสดง เพื่อให้ได้รูปแบบของกระแสดังกล่าว ความเหนี่ยวนำของตัวเหนี่ยวนำการจัดเก็บ L1 ไม่ควรเกิน 30 μH
อีกวิธีหนึ่งคือการใช้สวิตชิ่งไดโอด VD1 ที่เร็วกว่า เช่น KD219B (พร้อมบาเรีย Schottky) ไดโอดดังกล่าวมีความเร็วสูงกว่าและแรงดันตกคร่อมน้อยกว่าที่กระแสไปข้างหน้าเท่ากันเมื่อเทียบกับไดโอดความถี่สูงซิลิกอนทั่วไป ตัวเก็บประจุ C2 ชนิด K52-1
การปรับปรุงพารามิเตอร์ของอุปกรณ์สามารถทำได้โดยการเปลี่ยนโหมดการทำงานของทรานซิสเตอร์หลัก คุณลักษณะของการทำงานของทรานซิสเตอร์ VTZ อันทรงพลังในตัวปรับความคงตัวดั้งเดิมและปรับปรุงคือทำงานในโหมดแอ็คทีฟและไม่ได้อยู่ในโหมดอิ่มตัว ดังนั้นจึงมีค่าสัมประสิทธิ์การถ่ายโอนกระแสสูงและปิดอย่างรวดเร็ว อย่างไรก็ตาม เนื่องจากแรงดันไฟฟ้าที่เพิ่มขึ้นในสถานะเปิด พลังงานที่กระจายไปคือ 1.5 ... สูงกว่าค่าต่ำสุดที่ทำได้ 2 เท่า
คุณสามารถลดแรงดันไฟบนทรานซิสเตอร์หลักได้โดยใช้แรงดันไบแอสบวก (เทียบกับสายไฟบวก) กับอีซีแอลของทรานซิสเตอร์ VT2 (ดูรูปที่ 6.3) ค่าที่ต้องการของแรงดันไบอัสจะถูกเลือกเมื่อทำการปรับโคลง หากได้รับพลังงานจากวงจรเรียงกระแสที่เชื่อมต่อกับหม้อแปลงไฟฟ้าหลัก คุณสามารถจัดหาแรงดันไฟฟ้าอคติได้ คดเคี้ยวแยกบนหม้อแปลง อย่างไรก็ตาม ในกรณีนี้ แรงดันไบอัสจะเปลี่ยนไปตามแรงดันไฟหลัก
เพื่อให้ได้แรงดันไบอัสที่เสถียร ต้องแก้ไขตัวกันโคลง (รูปที่ 6.4) และตัวเหนี่ยวนำจะต้องเปลี่ยนเป็นหม้อแปลง T1 โดยการพันขดลวดเพิ่มเติม II เมื่อปิดทรานซิสเตอร์หลักและไดโอด VD1 เปิดอยู่ แรงดันไฟฟ้าบนขดลวด I ถูกกำหนดจากนิพจน์: U1=UByx + U VD1 เนื่องจากแรงดันไฟฟ้าที่เอาต์พุตและข้ามไดโอดในเวลานี้เปลี่ยนแปลงเล็กน้อย โดยไม่คำนึงถึงค่าของแรงดันไฟฟ้าขาเข้าบนขดลวด II แรงดันไฟฟ้าจึงเกือบจะคงที่ หลังจากแก้ไขแล้วจะถูกส่งไปยังอีซีแอลของทรานซิสเตอร์ VT2 (และ VT1)
ข้าว. 6.4. แบบแผนของตัวควบคุมแรงดันสวิตชิ่งแบบดัดแปลง
การสูญเสียความร้อนลดลงในรุ่นแรกของโคลงดัดแปลง 14.7% และในวินาที 24.2% ซึ่งช่วยให้ทำงานที่กระแสโหลดสูงถึง 4 A โดยไม่ต้องติดตั้งทรานซิสเตอร์หลักบนแผงระบายความร้อน
ในโคลงของตัวเลือก 1 (รูปที่ 6.3) โช้ค L1 มี 11 รอบที่พันด้วยสายไฟ PEV-1 0.35 แปดเส้น ขดลวดถูกวางไว้ในวงจรแม่เหล็กหุ้มเกราะ B22 ที่ทำจากเฟอร์ไรท์ 2000NM ระหว่างถ้วยคุณต้องวางปะเก็นที่ทำจาก textolite ที่มีความหนา 0.25 มม. ในโคลงของตัวเลือก 2 (รูปที่ 6.4) หม้อแปลง T1 นั้นเกิดจากการพันลวด PEV-1 0.35 สองรอบบนขดลวดเหนี่ยวนำ L1 คุณสามารถใช้ซิลิกอนแทนเจอร์เมเนียมไดโอด D310 ได้ เช่น KD212A หรือ KD212B ในขณะที่จำนวนรอบของขดลวด II จะต้องเพิ่มขึ้นเป็นสามรอบ
โคลงที่ควบคุมความกว้างพัลส์ (รูปที่ 6.5) นั้นคล้ายกับหลักการของตัวกันโคลงที่อธิบายไว้ใน แต่มีวงจรป้อนกลับสองวงจรเชื่อมต่อในลักษณะที่องค์ประกอบหลักปิดเมื่อแรงดันโหลดเกินหรือกระแสเพิ่มขึ้น บริโภคโดยโหลด
เมื่อใช้พลังงานกับอินพุตของอุปกรณ์กระแสที่ไหลผ่านตัวต้านทาน R3 จะเปิดองค์ประกอบหลักที่สร้างโดยทรานซิสเตอร์ VT.1, VT2 ซึ่งเป็นผลมาจากกระแสที่เกิดขึ้นในวงจรทรานซิสเตอร์ VT1 ตัวเหนี่ยวนำ L1 ตัวต้านทานโหลด R9 ตัวเก็บประจุ C4 ถูกชาร์จและพลังงานถูกเก็บไว้โดยตัวเหนี่ยวนำ L1 หากความต้านทานโหลดมากพอ แสดงว่าแรงดันไฟฟ้าที่ขวางนั้นถึง 12 B และซีเนอร์ไดโอด VD4 จะเปิดขึ้น สิ่งนี้นำไปสู่การเปิดทรานซิสเตอร์ VT5, VTZ และการปิดองค์ประกอบหลักและเนื่องจากการมีอยู่ของไดโอด VD3 ทำให้โช้ค L1 ให้พลังงานสะสมแก่โหลด
ข้าว. 6.5. โครงร่างของตัวกันโคลงพร้อมการควบคุมความกว้างพัลส์ที่มีประสิทธิภาพสูงถึง 89%
ข้อมูลจำเพาะของโคลง:
แรงดันไฟฟ้าขาเข้า 15...25 V.
แรงดันไฟขาออก 12 6.
จัดอันดับโหลดปัจจุบัน 1 A.
แรงดันเอาต์พุตกระเพื่อมที่กระแสโหลด 1 A 0.2 V. ประสิทธิภาพ (ที่ UBX \u003d 18 6, ใน \u003d 1 A) 89%
ปริมาณการใช้กระแสไฟที่ UBX=18 V ในโหมดปิดวงจรโหลด 0.4 A.
กระแสไฟลัดวงจรเอาท์พุต (ที่ UBX = 18 6) 2.5 A.
เมื่อกระแสผ่านตัวเหนี่ยวนำลดลงและตัวเก็บประจุ C4 ถูกคายประจุ แรงดันไฟฟ้าที่โหลดก็จะลดลงด้วย ซึ่งจะนำไปสู่การปิดทรานซิสเตอร์ VT5, VTZ และการเปิดองค์ประกอบหลัก นอกจากนี้ กระบวนการของโคลงจะทำซ้ำ
Capacitor C3 ซึ่งช่วยลดความถี่ของกระบวนการออสซิลเลเตอร์ เพิ่มประสิทธิภาพของตัวกันโคลง
ด้วยความต้านทานโหลดต่ำ กระบวนการออสซิลเลเตอร์ในตัวกันโคลงจึงแตกต่างกัน การเพิ่มขึ้นของกระแสโหลดทำให้แรงดันตกคร่อมตัวต้านทาน R9 เพิ่มขึ้น การเปิดทรานซิสเตอร์ VT4 และการปิดองค์ประกอบหลัก นอกจากนี้ กระบวนการดำเนินการในลักษณะเดียวกันกับที่อธิบายไว้ข้างต้น ไดโอด VD1 และ VD2 ช่วยให้อุปกรณ์เปลี่ยนจากโหมดป้องกันแรงดันไฟฟ้าไปเป็นโหมดจำกัดกระแสได้อย่างฉับพลันมากขึ้น
ในทุกโหมดการทำงานของโคลง กระแสที่ใช้โดยมันน้อยกว่ากระแสโหลด ควรติดตั้งทรานซิสเตอร์ VT1 บนแผงระบายความร้อนที่มีขนาด 40x25 มม.
ตัวเหนี่ยวนำ L1 คือ 20 รอบของมัดของสายไฟ PEV-2 0.47 สามเส้นที่วางไว้ในวงจรแม่เหล็กถ้วย B22 ที่ทำจากเฟอร์ไรท์ 1500NMZ แกนแม่เหล็กมีช่องว่างหนา 0.5 มม. ทำจากวัสดุที่ไม่ใช่แม่เหล็ก
ตัวกันโคลงนั้นสร้างใหม่ได้ง่ายสำหรับแรงดันเอาต์พุตและกระแสโหลดที่แตกต่างกัน แรงดันเอาต์พุตถูกกำหนดโดยการเลือกประเภทของซีเนอร์ไดโอด VD4 และกระแสโหลดสูงสุดถูกกำหนดโดยการเปลี่ยนแปลงตามสัดส่วนในความต้านทานของตัวต้านทาน R9 หรือโดยการใช้กระแสเล็ก ๆ กับฐานของทรานซิสเตอร์ VT4 จากตัวกันโคลงแบบพาราเมตริก ผ่าน ตัวต้านทานปรับค่าได้.
เพื่อลดระดับการกระเพื่อมของแรงดันไฟขาออก ขอแนะนำให้ใช้ตัวกรอง LC แบบเดียวกับที่ใช้ในวงจรในรูปที่ 6.2.
ข้าว. 6.6. แบบแผนของตัวควบคุมแรงดันไฟฟ้าแบบสวิตชิ่งที่มีประสิทธิภาพการแปลง 69 ... 72%
ข้าว. 6.7. แบบแผนของตัวควบคุมแรงดันไฟฟ้าแบบสวิตชิ่งที่มีระลอกคลื่นขนาดเล็ก
ตัวปรับแรงดันไฟฟ้าแบบสวิตชิ่ง (รูปที่ 6.6) ประกอบด้วยชุดทริกเกอร์ (R3, VD1, VT1, VD2) แหล่งแรงดันอ้างอิงและอุปกรณ์เปรียบเทียบ (DD1.1, R1) แอมพลิฟายเออร์ กระแสตรง(VT2, DD1.2, VT5), คีย์ทรานซิสเตอร์(VTZ, VT4) ซึ่งเป็นอุปกรณ์กักเก็บพลังงานอุปนัยที่มีสวิตชิ่งไดโอด (VD3, L2) และตัวกรองอินพุต (L1, C1, C2) และเอาต์พุต (C4, C5, L3, C6) ความถี่สวิตชิ่งของการจัดเก็บพลังงานอุปนัย ขึ้นอยู่กับกระแสโหลด อยู่ในช่วง 1.3...48 kHz
ตัวเหนี่ยวนำทั้งหมด L1 L3 เหมือนกันและมีบาดแผลในวงจรแม่เหล็กหุ้มเกราะ B20 ที่ทำจากเฟอร์ไรท์ 2000NM โดยมีช่องว่างระหว่างถ้วยประมาณ 0.2 มม. ขดลวดประกอบด้วยมัดของสายไฟสี่เส้น PEV-2 0.41 จำนวน 20 รอบ คุณยังสามารถใช้แกนเฟอร์ไรต์แบบวงแหวนที่มีช่องว่างได้
แรงดันเอาต์พุตที่กำหนดคือ 5 V เมื่อแรงดันไฟฟ้าอินพุตเปลี่ยนจาก 8 เป็น 60 b และประสิทธิภาพการแปลงคือ 69...72% ค่าสัมประสิทธิ์การรักษาเสถียรภาพ 500 แอมพลิจูดของแรงดันเอาต์พุตกระเพื่อมที่กระแสโหลด 0.7 A ไม่เกิน 5 mV อิมพีแดนซ์เอาต์พุต 20 mΩ กระแสโหลดสูงสุด (ไม่มีตัวระบายความร้อนสำหรับทรานซิสเตอร์ VT4 และไดโอด VD3) 2 A.
ตัวควบคุมแรงดันไฟฟ้าแบบสวิตชิ่ง (รูปที่ 6.7) ที่มีแรงดันไฟฟ้าขาเข้า 20 ... 25 V ให้แรงดันไฟฟ้าที่เสถียร 12 V ที่เอาต์พุตที่กระแสโหลด 1.2 A Ripple ที่เอาต์พุตสูงถึง 2 mV เนื่องจากมีประสิทธิภาพสูง อุปกรณ์จึงไม่ใช้แผ่นระบายความร้อน ตัวเหนี่ยวนำโช้ก L1 470 μH
อะนาล็อกของทรานซิสเตอร์: VS547 KT3102A] VS548V KT3102V อะนาล็อกโดยประมาณของทรานซิสเตอร์ VS807 KT3107; BD244 KT816.
สิ่งที่แนบมากับแหล่งจ่ายไฟ
ตัวแปลงนี้ถูกมองว่าเป็นคำนำหน้าที่ให้คุณขยายช่วงแรงดันไฟฟ้า บล็อกห้องปฏิบัติการแหล่งจ่ายไฟที่ออกแบบมาสำหรับแรงดันเอาต์พุต 12 โวลต์และกระแสไฟ 5 แอมแปร์ แผนผังของตัวแปลงแสดงในรูปที่ 1
พื้นฐานของอุปกรณ์คือไมโครเซอร์กิตของตัวควบคุมความกว้างพัลส์รอบเดียว UC3843N ซึ่งรวมอยู่ในรูปแบบทั่วไป แผนการของลูกบอลนี้ยืมโดยตรงจากนักวิทยุสมัครเล่นชาวเยอรมัน Georg Tief (Tief G. Dreifacher Step-Up-Wandler. Stabile Spennunger fϋr den FieldDay) ข้อมูลในภาษารัสเซียสำหรับ microcircuit นี้สามารถดูได้ในหนังสืออ้างอิง "Microcircuits for แหล่งที่มาของแรงกระตุ้นแหล่งจ่ายไฟและแอปพลิเคชัน ”สำนักพิมพ์“ Dodeka ” บนหน้าที่ 103 วงจรไม่ซับซ้อน และด้วยชิ้นส่วนที่ซ่อมได้และการติดตั้งที่เหมาะสม วงจรจึงเริ่มทำงานทันที แรงดันเอาต์พุตของคอนเวอร์เตอร์ปรับโดยใช้ตัวต้านทานทริมเมอร์ R8 แต่หากต้องการก็สามารถเปลี่ยนเป็นตัวต้านทานแบบปรับค่าได้ แรงดันเอาต์พุตสามารถเปลี่ยนจาก 15 เป็น 40 โวลต์โดยมีค่าของตัวต้านทาน R8, R9, R10 ระบุไว้ในแผนภาพ คอนเวอร์เตอร์นี้ได้รับการทดสอบกับหัวแร้ง 24 โวลต์ 40 วัตต์
ดังนั้น:
แรงดันขาออก ……………… 24 V
กระแสโหลดคือ ………….. 1.68 A
กำลังโหลด ………………. 40.488 W
แรงดันไฟฟ้าขาเข้า ………………... 10.2 V
รวมปัจจุบันการบริโภค ………. 4.65 A
กำลังไฟทั้งหมด …………………... 47.43 W
ประสิทธิภาพที่ได้ ………………... 85%
อุณหภูมิของส่วนประกอบที่ใช้งานของวงจรอยู่ที่ประมาณ 50 องศา
ในกรณีนี้ ทรานซิสเตอร์หลักและไดโอดที่มีบาเรียร์ชอตต์กี้จะมีตัวระบายความร้อนขนาดเล็ก ในฐานะที่เป็นทรานซิสเตอร์หลัก ทรานซิสเตอร์ IRFZ34 ถูกใช้ซึ่งมีความต้านทานช่องสัญญาณเปิดที่ 0.044 โอห์ม และหนึ่งในไดโอดของชุดไดโอด S20C40C ที่บัดกรีจากแหล่งจ่ายไฟของคอมพิวเตอร์เครื่องเก่า ถูกใช้เป็นไดโอด แผงวงจรพิมพ์ให้การสลับไดโอดโดยใช้จัมเปอร์ สามารถใช้ไดโอดกั้น Schottky อื่นๆ ที่มีกระแสไฟไปข้างหน้าอย่างน้อยสองเท่าของกระแสโหลดได้ ตัวเหนี่ยวนำถูกพันบนวงแหวนเหล็กพ่นสีเหลืองและสีขาว ซึ่งนำมาจากแหล่งจ่ายไฟ PC ด้วย คุณสามารถอ่านเกี่ยวกับแกนดังกล่าวได้ในโบรชัวร์ของ Jim Cox คุณสามารถดาวน์โหลดได้จากเว็บ โดยทั่วไป ผมแนะนำให้คุณดาวน์โหลดบทความนี้และอ่านฉบับเต็ม วัสดุที่มีประโยชน์มากมายบนโช้ค
การซึมผ่านของแม่เหล็กของวงแหวนดังกล่าวคือ 75 และขนาดของมันคือ D = 26.9 มม. d = 14.5 มม. ชั่วโมง = 11.1 มม. ขดลวดเหนี่ยวนำมี 24 รอบของลวดม้วนใด ๆ ที่มีเส้นผ่านศูนย์กลาง 1.5 มม. ทุกส่วนของตัวกันโคลงถูกติดตั้งบนแผงวงจรพิมพ์ และด้านหนึ่งมีการติดตั้งชิ้นส่วน "สูง" ทั้งหมด และในส่วนอื่น ๆ ทั้งหมด "ธรรมดา" ภาพวาดแผงวงจรแสดงในรูปที่ 2
การเปิดสวิตช์ครั้งแรกของอุปกรณ์ที่ประกอบเข้าด้วยกันสามารถทำได้โดยไม่ต้องใช้ทรานซิสเตอร์หลัก และตรวจสอบให้แน่ใจว่าตัวควบคุม PWM ทำงานอยู่ ในขณะเดียวกัน ควรมีแรงดันไฟ 5 โวลต์ที่พิน 8 ของไมโครเซอร์กิต แรงดันนี้ แหล่งภายในแรงดันอ้างอิง ION ต้องมีเสถียรภาพเมื่อแรงดันไฟฟ้าของไมโครเซอร์กิตเปลี่ยนไป ทั้งความถี่และแอมพลิจูดของแรงดันฟันเลื่อยที่เอาต์พุต 4 DA1 จะต้องเสถียร หลังจากแน่ใจว่าคอนโทรลเลอร์ทำงานแล้ว คุณยังสามารถประสานทรานซิสเตอร์อันทรงพลังได้อีกด้วย ทุกอย่างควรทำงาน
อย่าลืมว่ากระแสโหลดของตัวกันโคลงต้องน้อยกว่ากระแสที่แหล่งจ่ายไฟของคุณได้รับการออกแบบและค่าของมันขึ้นอยู่กับแรงดันไฟขาออกของตัวปรับความเสถียร หากไม่มีโหลดที่เอาต์พุต โคลงจะใช้กระแสประมาณ 0.08 A ความถี่ของลำดับพัลส์ของพัลส์ควบคุมที่ไม่มีโหลดอยู่ในขอบเขต 38 kHz และยิ่งไปกว่านั้น ถ้าคุณวาดแผงวงจรพิมพ์ด้วยตัวเอง ให้อ่านกฎสำหรับการติดตั้งไมโครเซอร์กิตตามเอกสารประกอบ การทำงานที่เสถียรและไร้ปัญหาของอุปกรณ์อิมพัลส์ไม่เพียงแต่ขึ้นกับชิ้นส่วนคุณภาพสูงเท่านั้น แต่ยังขึ้นกับการเดินสายที่ถูกต้องของตัวนำแผงวงจรพิมพ์ด้วย ขอให้โชคดี. เค.วี.ยู.
เครื่องควบคุมแรงดันไฟฟ้าแบบสวิตชิ่ง (ISN) เป็นที่นิยมมากในหมู่นักวิทยุสมัครเล่น ที่ ปีที่แล้วอุปกรณ์ดังกล่าวสร้างขึ้นบนพื้นฐานของไมโครเซอร์กิตเฉพาะทาง ทรานซิสเตอร์แบบ field-effect และไดโอด Schottky ด้วยเหตุนี้คุณสมบัติทางเทคนิคของ ISN จึงได้รับการปรับปรุงอย่างมาก โดยเฉพาะอย่างยิ่งประสิทธิภาพซึ่งสูงถึง 90% ในขณะที่ทำให้วงจรง่ายขึ้น ตัวกันโคลงที่อธิบายคือผลลัพธ์ของการค้นหาการประนีประนอมระหว่างตัวบ่งชี้คุณภาพ ความซับซ้อน และราคา
ตัวกันโคลงถูกสร้างขึ้นตามแบบแผนด้วยการกระตุ้นตนเอง มีประสิทธิภาพและความน่าเชื่อถือสูงเพียงพอ มีการป้องกันการโอเวอร์โหลดและการลัดวงจรของเอาต์พุต เช่นเดียวกับแรงดันไฟฟ้าขาเข้าที่เอาต์พุตในกรณีที่ทรานซิสเตอร์ควบคุมพังฉุกเฉิน แผนผังของ ISN แสดงในรูปที่ 5.21. พื้นฐานของมันคือ OU KR140UD608A ที่แพร่หลาย
วงจร OOS ทั่วไปที่สร้างโดยทรานซิสเตอร์ VT4 จะใช้วงจร OOS ทั่วไปซึ่งแตกต่างจากอุปกรณ์อื่นๆ เพื่อจุดประสงค์นี้ และใช้ตัวเหนี่ยวนำ L2 (ส่วนประกอบที่ใช้งานของความต้านทาน) เป็นเซ็นเซอร์ปัจจุบันซึ่งแตกต่างจากอุปกรณ์หลายอย่างเพื่อจุดประสงค์นี้ ส่วนหนึ่งของตัวกรอง LC ( L2, NW) ซึ่งช่วยลดการกระเพื่อมของแรงดันไฟขาออก แรงดันเอาต์พุตถูกกำหนดโดยซีเนอร์ไดโอด VD2 และทางแยกอีซีแอลของทรานซิสเตอร์ VT4 และกระแสไฟเกินคือความต้านทานที่ใช้งานปกติของตัวเหนี่ยวนำ L2
ทั้งหมดนี้ทำให้สามารถลดความซับซ้อนของ ISN ลงบ้าง ลดการกระเพื่อมของแรงดันไฟขาออก และเพิ่มประสิทธิภาพด้วยการผสมผสานระหว่างเซ็นเซอร์ปัจจุบันกับฟิลเตอร์ LC ข้อเสียของการแก้ปัญหาวงจรดังกล่าวคืออิมพีแดนซ์เอาต์พุตที่ค่อนข้างประเมินค่าสูงเกินไปของอุปกรณ์
ลักษณะทางเทคนิคหลักของ ISN:
แรงดันไฟขาออก, V, ในกรณีที่ไม่มีโหลด……..12g5;
ที่กระแสโหลด 4 A………………………… 12;
กระแสไฟป้องกัน A………………………………………..4.5;
แรงดันไฟฟ้าระลอก (พร้อมความจุ
ตัวเก็บประจุปรับเรียบเรียงกระแส 4700 ยูเอฟ), mV……….16;
ความถี่การแปลง (ที่กระแสโหลด 4 A), kHz…….ประมาณ 20;
ประสิทธิภาพ (ที่กระแสโหลด 4 A), %, ไม่น้อยกว่า……………………………… 80;
แรงดันไฟฟ้าขาเข้า, V………………………………………………………… 16…27.
ในกรณีของแหล่งจ่ายไฟจากแหล่งจ่ายไฟ DC ที่เสถียร อุปกรณ์จะยังคงทำงานเมื่อแรงดันไฟขาเข้าลดลงเกือบถึงสถานะเปิดของทรานซิสเตอร์ VT3 แรงดันไฟขาเข้าที่ลดลงอีกจะนำไปสู่การพังทลายของรุ่น แต่ VT3 ยังคงเปิดอยู่ หากในเวลาเดียวกันเกิดการโอเวอร์โหลดหรือไฟฟ้าลัดวงจรที่เอาต์พุต การสร้างจะกลับคืนมาและตัวกันโคลงจะเริ่มทำงานในโหมดจำกัดกระแสไฟ คุณสมบัตินี้ช่วยให้สามารถใช้เป็นฟิวส์อิเล็กทรอนิกส์ได้โดยไม่ต้องใช้ "สลัก" ตัวกันโคลงทำงานดังนี้
เนื่องจากอัตราส่วนความต้านทานที่แตกต่างกันของตัวต้านทานตัวแบ่ง R6, R7 และ R8, R9 แรงดันไฟฟ้าที่อินพุตที่ไม่กลับด้านของ op-amp DA! ในขณะที่เปิดเครื่องปรากฎว่ามากกว่าเครื่องพลิกกลับดังนั้นเอาต์พุตจึงตั้งไว้ที่ ระดับสูง. ทรานซิสเตอร์ VT1 ... VT3 เปิดและตัวเก็บประจุ C2, C3 เริ่มชาร์จและขดลวด L1 - เพื่อสะสมพลังงาน หลังจากที่แรงดันไฟฟ้าที่เอาต์พุตของโคลงถึงค่าที่สอดคล้องกับการสลายของซีเนอร์ไดโอด VD2 และการเปิดของทรานซิสเตอร์ VT4 แรงดันไฟฟ้าที่อินพุตที่ไม่กลับด้านของ OA1 op-amp จะน้อยกว่าที่อินเวอร์เตอร์ (เนื่องจากการหารของ R9 โดยตัวต้านทาน R10) และตั้งค่าเอาต์พุตไว้ ระดับต่ำ.
เป็นผลให้ทรานซิสเตอร์ VT1 ... VT3 ปิดขั้วของแรงดันไฟฟ้าที่ขั้วของขดลวด L1 เปลี่ยนเป็นตรงกันข้ามอย่างกะทันหันไดโอดสวิตช์ VD1 จะเปิดขึ้นและพลังงานที่เก็บไว้ในขดลวด L1 และตัวเก็บประจุ C2, C3 จะถูกถ่ายโอน เพื่อโหลด ในกรณีนี้ แรงดันเอาต์พุตลดลง ซีเนอร์ไดโอด VD2 และทรานซิสเตอร์ VT4 ปิด ระดับสูงปรากฏขึ้นที่เอาต์พุตของ op-amp และทรานซิสเตอร์ VT3 จะเปิดขึ้นอีกครั้ง จึงเริ่มต้นรอบการทำงานใหม่ของโคลง
ด้วยการเพิ่มขึ้นของกระแสโหลดเกินค่าที่กำหนด แรงดันตกคร่อมที่เพิ่มขึ้น ความต้านทานที่ใช้งานคอยล์ L2 เริ่มเปิดทรานซิสเตอร์ VT4 ในระดับที่มากขึ้นข้อเสนอแนะในปัจจุบันจะมีความโดดเด่นและซีเนอร์ไดโอด VD2
ปิด เนื่องจากการทำงานของ OOS กระแสไฟขาออกจะคงที่ และแรงดันไฟขาออกและกระแสไฟขาเข้าลดลง ดังนั้นจึงรับประกันการทำงานที่ปลอดภัยของทรานซิสเตอร์ VT3 หลังจากขจัดการโอเวอร์โหลดหรือไฟฟ้าลัดวงจร อุปกรณ์จะกลับสู่โหมดปรับแรงดันไฟฟ้าให้คงที่
ดังที่เห็นได้จากแผนภาพ ทรานซิสเตอร์ VT1 และ VT3 เป็นทรานซิสเตอร์แบบคอมโพสิต การออกแบบวงจรดังกล่าวเหมาะสมที่สุดเมื่อใช้เป็นองค์ประกอบหลัก ทรานซิสเตอร์สองขั้วเนื่องจากในกรณีนี้ แรงดันตกคร่อมขนาดเล็กบนทรานซิสเตอร์แบบเปิด VT3 ถูกจัดเตรียมไว้ที่กระแสควบคุมที่ค่อนข้างต่ำ ในกรณีนี้ ทรานซิสเตอร์ VT1 จะอิ่มตัว โดยให้การสูญเสียคงที่ที่เหมาะสมของทรานซิสเตอร์คอมโพสิต และ VT3 ไม่อิ่มตัว ทำให้เกิดการสูญเสียไดนามิกที่เหมาะสมที่สุด ทรานซิสเตอร์อันทรงพลังของซีรีส์ KT817 ใช้เป็นเซ็นเซอร์ปัจจุบัน VT4 โดยหลักการแล้ว มันเป็นไปได้ที่จะใช้ทรานซิสเตอร์พลังงานต่ำที่ถูกกว่าที่นี่ อย่างไรก็ตาม สำหรับตัวทรงพลังที่กระแสไฟทำงานต่ำ (เช่นในกรณีนี้) แรงดันเปิดของทางแยกตัวปล่อยจะอยู่ที่ประมาณ 0.4 V ในขณะที่สำหรับต่ำ- ตัวจ่ายไฟเช่น KT3102 มีค่าประมาณ 0 .55 V.
ดังนั้นด้วยกระแสไฟกระตุ้นการป้องกันเดียวกัน ความต้านทานของตัวต้านทานการวัดในกรณีของการใช้ทรานซิสเตอร์อันทรงพลังกลับกลายเป็นว่าน้อยกว่า ดังนั้นจึงให้ประสิทธิภาพที่เพิ่มขึ้นของตัวกันโคลง ใน ISN ที่อธิบายไว้ตามที่ระบุไว้มีการป้องกันการปรากฏตัวของแรงดันไฟฟ้าขาเข้า
ที่เอาต์พุตระหว่างการสลายตัวของทรานซิสเตอร์ควบคุม VT3 ในกรณีนี้ แรงดันไฟฟ้าที่ซีเนอร์ไดโอด VD3 มากกว่า 15 V กระแสไฟในวงจรไฟฟ้าจะเพิ่มขึ้นอย่างรวดเร็วและฟิวส์ FU1 จะไหม้ สันนิษฐานว่าส่วนหลังจะไหม้ก่อนที่จะเกิดขึ้นกับซีเนอร์ไดโอด (เนื่องจากความร้อนเกินพิกัด)
การจำลองอุบัติเหตุ (ไฟฟ้าลัดวงจรของขั้วสะสม VT3 และขั้วต่อตัวปล่อย) แสดงให้เห็นว่าไดโอดซีเนอร์ KS515A (ในกล่องโลหะ) ปกป้องอุปกรณ์ที่ขับเคลื่อนโดย ISN ได้อย่างสมบูรณ์แบบ: เมื่อฟิวส์ไหม้ ไดโอดซีเนอร์ ล้มเหลว ยังคงอยู่ "ใน ลึก" ไฟฟ้าลัดวงจร(อย่าหัก). ได้ผลลัพธ์เดียวกันเมื่อทดสอบซีเนอร์ไดโอด KS515G เช่นเดียวกับการนำเข้าที่คล้ายคลึงกัน (ในกล่องพลาสติก) ซีเนอร์ไดโอดที่คล้ายกันในเคสแก้วมีพฤติกรรมที่ไม่น่าพอใจ - พวกมันสามารถเผาไหม้พร้อมกันกับฟิวส์ได้
ใน ISN คุณสามารถใช้ทรานซิสเตอร์ของซีรีส์ที่ระบุในไดอะแกรม (ยกเว้น KT816A เป็น VT1) ตัวเก็บประจุออกไซด์ C2, SZ - SR แบรนด์ต่างประเทศที่ผลิต (อะนาล็อกโดยประมาณของ K50-35) การเปลี่ยนที่เหมาะสมที่สุดสำหรับ KR140UD608 คือ KR140UD708
ตัวเหนี่ยวนำการจัดเก็บ L1 วางอยู่ในวงจรแม่เหล็กหุ้มเกราะสองถ้วย 422 ที่ทำจากเฟอร์ไรท์ M2000NM โดยมีช่องว่างประมาณ 0.2 มม. ที่เกิดจากกระดาษกาวสองชั้น ขดลวดพันด้วยลวด PEL-1.0 เพื่อให้ขดลวดไม่ "รับสารภาพ" ที่ความถี่การแปลง ถ้วยที่มีขดลวดจะถูกแช่ในถังที่มีไนโตรแล็คเกอร์ในบางครั้ง จากนั้นถอดออกและปล่อยให้น้ำยาวานิชระบายออก หลังจากนั้น ถ้วยจะถูกใส่บนสกรูที่ขันแน่นซึ่งก่อนหน้านี้สอดเข้าไปในรูที่สอดคล้องกันในกระดาน ใส่ถ้วยที่สองเข้าไป และการประกอบจึงได้มาด้วยสกรูที่มีน็อตและแหวนรอง
หลังจากที่สารเคลือบเงาแห้งแล้ว ตะกั่วของคอยล์จะถูกทำความสะอาดอย่างระมัดระวัง บรรจุกระป๋องและบัดกรีให้เข้ากับหน้าสัมผัสที่สอดคล้องกันของบอร์ด จากนั้นส่วนอื่น ๆ จะถูกติดตั้ง เซ็นเซอร์กระแสคอยล์ L2 วางอยู่ในแกนแม่เหล็กของถ้วย 414 สองถ้วยที่ทำจากเฟอร์ไรท์เกรดเดียวกับคอยล์ L1 และปะเก็นอิเล็กทริกเดียวกัน สำหรับการม้วนจะใช้ลวด PEL-0.5 ยาว 700 มม. ไม่จำเป็นต้องเคลือบด้วยสารเคลือบเงา ขดลวดนี้สามารถสร้างแตกต่างกันได้โดยการพันลวดที่มีเส้นผ่านศูนย์กลางและความยาวที่กำหนดบนโช้คมาตรฐาน
อย่างไรก็ตาม DPM-0.6 ประสิทธิภาพในการปราบปรามพัลส์ที่ความถี่การแปลงในกรณีนี้จะลดลงบ้าง
ตัวกันโคลงถูกประกอบบนแผงวงจรพิมพ์ที่ทำจากไฟเบอร์กลาสฟอยล์ด้านเดียวซึ่งแสดงในรูปที่ 5.22. หากจะใช้ ISN ที่กระแสโหลดสูงสุด ทรานซิสเตอร์ VT3 จะต้องติดตั้งบนแผงระบายความร้อนในรูปแบบของแผ่นอลูมิเนียมที่มีพื้นที่อย่างน้อย 100 cm2 และความหนา 1.5 ... 2 มม. บนฮีตซิงก์เดียวกัน สวิตชิ่งไดโอด VD1 ได้รับการแก้ไขผ่านปะเก็นฉนวนเช่นกัน (เช่น ไมกา) ที่กระแสโหลดน้อยกว่า 1 A ไม่จำเป็นต้องระบายความร้อนสำหรับทรานซิสเตอร์ VT3 และไดโอด VD1 อย่างไรก็ตาม ในกรณีนี้ กระแสไฟป้องกันจะต้องลดลงเหลือ 1.2 A โดยเปลี่ยนคอยล์ L2 ด้วยตัวต้านทาน C5-16 ด้วย ความต้านทาน 0.33 โอห์ม และกำลัง 1 วัตต์
ในทางปฏิบัติแล้ว ISN ที่อธิบายนั้นไม่จำเป็นต้องปรับเปลี่ยน อย่างไรก็ตามอาจจำเป็นต้องชี้แจงกระแสการเดินทางป้องกันซึ่งควรใช้ลวดของขดลวด L2 ในตอนแรกที่มีความยาวมากขึ้น เมื่อบัดกรีเข้ากับหน้าสัมผัสที่สอดคล้องกันของบอร์ดแล้วจะค่อยๆสั้นลงจนกว่าจะได้รับกระแสไฟป้องกันที่ต้องการจากนั้นขดลวด L2 จะพัน อย่าใช้เครื่องกันโคลงที่กระแสโหลดมากกว่า 4 A ข้อจำกัดส่วนใหญ่เกี่ยวข้องกับกระแสสะสมพัลซิ่งสูงสุดที่อนุญาตของทรานซิสเตอร์ซีรีส์ KT805
ไมโครเซอร์กิตที่พิจารณาในปัจจุบันคือตัวแปลงแรงดันไฟฟ้า DC-DC แบบปรับได้ หรือเพียงแค่สเต็ปดาวน์ โคลงที่ปรับได้กระแสไฟ 40 โวลต์ที่อินพุตและจาก 1.2 ถึง 35 V ที่เอาต์พุต LM2576 ต้องการกำลังไฟฟ้าเข้าประมาณ 40-50V DC เนื่องจากสามารถรองรับกระแสไฟสูงสุด 3 แอมป์ LM2576 จึงทำหน้าที่เป็นตัวควบคุมการสวิตชิ่งที่สามารถขับโหลด 3 แอมป์ด้วยส่วนประกอบขั้นต่ำและฮีทซิงค์ขนาดเล็ก ราคาของชิป LM2576 อยู่ที่ประมาณ 140 รูเบิล
แผนผังของโคลง
คุณสมบัติของวงจร
- แรงดันไฟขาออก 1.2 - 35 V และระลอกคลื่นต่ำ
- โพเทนชิออมิเตอร์สำหรับการปรับแรงดันเอาต์พุตที่ราบรื่น
- บอร์ดมีวงจรเรียงกระแสแบบบริดจ์ AC
- ไฟ LED แสดงกำลังไฟฟ้าเข้า
- ขนาด PCB 70 x 63 mm
วงจรถูกออกแบบมาสำหรับแหล่งจ่ายไฟเดสก์ท็อป ที่ชาร์จสำหรับแบตเตอรี่เช่น นำคนขับ. อีก 2 เวอร์ชัน - ในรูปแบบมาตรฐานและแบบระนาบ:
เหตุใดจึงไม่สามารถใช้ตัวปรับความคงตัวแบบพาราเมตริกอย่าง LM317 ในแหล่งจ่ายไฟที่มีความเสถียรเช่นนี้ได้ เนื่องจากพลังงานที่กระจายที่แรงดันไฟฟ้า 30 V 3 A จะมีหลายสิบวัตต์ - ต้องใช้หม้อน้ำขนาดใหญ่และเครื่องทำความเย็น แต่ด้วยการรักษาเสถียรภาพของพัลส์ พลังงานที่จัดสรรบนไมโครเซอร์กิตนั้นน้อยกว่าเกือบ 10 เท่า ดังนั้นด้วย LM2576 เราจึงได้เครื่องปรับแรงดันไฟฟ้าแบบปรับได้อเนกประสงค์ขนาดเล็กและทรงพลัง
พาวเวอร์ซัพพลาย
ย. เซมีนอฟ, รอสตอฟ-ออน-ดอน
วิทยุ, 2002, หมายเลข 5
สวิตช์ควบคุมแรงดันไฟฟ้า (สเต็ปดาวน์ สเต็ปอัพ และอินเวอร์เตอร์) เป็นสถานที่พิเศษในประวัติศาสตร์ของการพัฒนาอุปกรณ์อิเล็กทรอนิกส์กำลัง เมื่อไม่นานมานี้ ทุกแหล่งจ่ายไฟที่มีกำลังขับมากกว่า 50 วัตต์รวมตัวควบคุมสวิตช์แบบสเต็ปดาวน์ วันนี้ขอบเขตของอุปกรณ์ดังกล่าวลดลงเนื่องจากการลดต้นทุนของอุปกรณ์จ่ายไฟด้วยอินพุตแบบไม่มีหม้อแปลง อย่างไรก็ตาม การใช้ตัวปรับความคงตัวแบบสเต็ปดาวน์ในบางกรณีอาจประหยัดกว่าคอนเวอร์เตอร์ DC-DC อื่นๆ
แผนภาพการทำงานของตัวควบคุมการสลับแบบสเต็ปดาวน์แสดงในรูปที่ 1 และแผนภาพเวลาอธิบายการทำงานในโหมดกระแสต่อเนื่องของตัวเหนี่ยวนำ L, ≈ ในรูปที่ 2.
เมื่อเปิดสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ S จะปิดและกระแสไหลผ่านวงจร: ขั้วบวกของตัวเก็บประจุ C ใน, เซ็นเซอร์กระแสต้านทาน R dt, ตัวเหนี่ยวนำการจัดเก็บ L, ตัวเก็บประจุ C ออก, โหลด, ค่าลบ ขั้วของตัวเก็บประจุ C นิ้ว ในขั้นตอนนี้กระแสเหนี่ยวนำ l L เท่ากับกระแสของสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ S และเพิ่มขึ้นเกือบเป็นเส้นตรงจาก l Lmin ถึง l Lmax .
ตามสัญญาณที่ไม่ตรงกันจากโหนดเปรียบเทียบหรือสัญญาณโอเวอร์โหลดจากเซ็นเซอร์ปัจจุบัน หรือการรวมกันของพวกมัน เครื่องกำเนิดจะเปลี่ยนสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ S เป็นสถานะเปิด เนื่องจากกระแสที่ไหลผ่านตัวเหนี่ยวนำ L ไม่สามารถเปลี่ยนแปลงได้ในทันที ดังนั้นภายใต้การกระทำของ EMF แบบเหนี่ยวนำตัวเอง ไดโอด VD จะเปิดขึ้นและกระแส l L จะไหลไปตามวงจร: แคโทดของไดโอด VD, ตัวเหนี่ยวนำ L, ตัวเก็บประจุ C VX, โหลด, ขั้วบวกของไดโอด VD ณ เวลา t lKl เมื่อสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ S เปิดอยู่ กระแสเหนี่ยวนำ l L จะตรงกับกระแสไดโอด VD และลดลงเป็นเส้นตรงจาก
l Lmax ถึง l L นาที ในช่วงระยะเวลา T ตัวเก็บประจุ C จะได้รับและให้ประจุเพิ่มขึ้น ΔQ ออก สอดคล้องกับพื้นที่แรเงาบนไดอะแกรมเวลาของปัจจุบัน ล. L . การเพิ่มขึ้นนี้กำหนดแอมพลิจูดของแรงดันกระเพื่อม ΔU Cout บนตัวเก็บประจุ Cout และบนโหลด
เมื่อปิดสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ ไดโอดจะปิด กระบวนการนี้มาพร้อมกับการเพิ่มขึ้นอย่างรวดเร็วของกระแสสวิตช์เป็นค่า I smax เนื่องจากความต้านทานของวงจร ≈ เซ็นเซอร์ปัจจุบัน สวิตช์ปิด ไดโอดกู้คืน ≈ มีขนาดเล็กมาก เพื่อลดการสูญเสียไดนามิก ควรใช้ไดโอดที่มีเวลาการกู้คืนย้อนกลับสั้น ๆ นอกจากนี้ บั๊กเรกูเลเตอร์ไดโอดจะต้องสามารถจัดการกับกระแสย้อนกลับขนาดใหญ่ได้ ด้วยการคืนค่าคุณสมบัติการปิดของไดโอด ระยะเวลาการแปลงครั้งต่อไปจะเริ่มต้นขึ้น
หากตัวควบคุมบั๊กสวิตชิ่งทำงานที่กระแสโหลดต่ำ ก็สามารถสลับไปที่โหมดกระแสไฟเหนี่ยวนำเป็นช่วงๆ ได้ ในกรณีนี้ กระแสไฟเหนี่ยวนำจะหยุดทันทีที่สวิตช์ปิด และการเพิ่มขึ้นเริ่มจากศูนย์ โหมดกระแสไฟไม่ต่อเนื่องเป็นสิ่งที่ไม่พึงปรารถนาที่กระแสโหลดใกล้กับค่าที่กำหนดเนื่องจากในกรณีนี้จะมีแรงดันไฟขาออกเพิ่มขึ้น สถานการณ์ที่เหมาะสมที่สุดคือเมื่อโคลงทำงานในโหมดกระแสต่อเนื่องของตัวเหนี่ยวนำที่โหลดสูงสุดและในโหมดกระแสไฟไม่สม่ำเสมอเมื่อโหลดลดลงเป็น 10 ... 20% ของค่าเล็กน้อย
แรงดันไฟขาออกถูกควบคุมโดยการเปลี่ยนอัตราส่วนของเวลาสถานะปิดของสวิตช์เป็นช่วงเวลาการทำซ้ำของพัลส์ ในกรณีนี้ก็แล้วแต่วงจรครับ ตัวเลือกต่างๆการดำเนินการตามวิธีการควบคุม ในอุปกรณ์ที่มีการควบคุมรีเลย์ การเปลี่ยนจากสถานะเปิดเป็นสถานะปิดจะเป็นตัวกำหนดโหนดเปรียบเทียบ เมื่อแรงดันไฟขาออกมากกว่าค่าที่ตั้งไว้ สวิตช์จะปิด และในทางกลับกัน หากคุณกำหนดระยะเวลาการเกิดซ้ำของพัลส์ แรงดันเอาต์พุตสามารถปรับได้โดยการเปลี่ยนระยะเวลาของสถานะการเปิดสวิตช์ของสวิตช์ บางครั้งมีการใช้วิธีการที่กำหนดเวลาปิดหรือเวลาของสถานะเปิดของสวิตช์คงที่ ในวิธีการควบคุมใด ๆ จำเป็นต้อง จำกัด กระแสเหนี่ยวนำที่สเตจของสถานะปิดของสวิตช์เพื่อป้องกันการโอเวอร์โหลดเอาต์พุต เพื่อจุดประสงค์เหล่านี้จะใช้เซ็นเซอร์ต้านทานหรือหม้อแปลงกระแสพัลส์
การคำนวณตัวควบคุมบั๊กสวิตชิ่ง
การเลือกองค์ประกอบหลักของสเต็ปดาวน์สเต็ปดาวน์แบบพัลซิ่งและการคำนวณโหมดจะดำเนินการ ตัวอย่างเฉพาะ. อัตราส่วนทั้งหมดที่ใช้ในกรณีนี้ได้มาจากการวิเคราะห์แผนภาพการทำงานและแผนภาพเวลา และใช้วิธีการเป็นพื้นฐาน
1. อิงจากการเปรียบเทียบพารามิเตอร์เริ่มต้นและค่าสูงสุดที่อนุญาตของกระแสและแรงดันของซีรีส์ ทรานซิสเตอร์ทรงพลังและไดโอดก่อนอื่นเราเลือกทรานซิสเตอร์สองขั้วคอมโพสิต KT853G (สวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ S) และไดโอด KD2997V (VD)
2. คำนวณปัจจัยการเติมขั้นต่ำและสูงสุด:
γ min \u003d t และ min / T min \u003d (U VyX + U pr) / (U BX max + U s บน ≈ U RdT + U pr) \u003d (12 + 0.8) / (32-2-0.3 + 0.8)=0.42;
γ max \u003d t และ max / T max \u003d (U Bvyx + U pp) / (U Bx min - U sbkl -U Rdt + U pp) \u003d (12 + 0.8) / (18-2-0.3 + 0.8 )=0.78 โดยที่ U pr =0.8 V ≈ แรงดันไฟตรงตกคร่อมไดโอด VD ได้มาจากสาขาตรงของคุณสมบัติ I–V สำหรับกระแสที่เท่ากับ I V ในกรณีที่เลวร้ายที่สุด U sbcl \u003d 2 V ≈ แรงดันอิ่มตัวของทรานซิสเตอร์ KT853G ซึ่งทำหน้าที่เป็นสวิตช์ S โดยมีค่าสัมประสิทธิ์การถ่ายโอนกระแสในโหมดอิ่มตัว ชั่วโมง 21e \u003d 250; U RdT = 0.3 V ≈ แรงดันตกคร่อมเซ็นเซอร์ปัจจุบันที่ จัดอันดับปัจจุบันโหลด
3. เลือกความถี่การแปลงสูงสุดและต่ำสุด
รายการนี้จะดำเนินการหากระยะเวลาชีพจรไม่คงที่ เราเลือกวิธีการควบคุมที่มีระยะเวลาคงที่ของสถานะเปิดของสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ ในกรณีนี้ จะเป็นไปตามเงื่อนไขต่อไปนี้: t=(1 - γ max)/f min = (1 - γ min)/f max =const
เนื่องจากสวิตช์ถูกสร้างขึ้นบนทรานซิสเตอร์ KT853G ซึ่งมีลักษณะไดนามิกต่ำ เราจะเลือกความถี่การแปลงสูงสุดค่อนข้างต่ำ: f max =25 kHz จากนั้นสามารถกำหนดความถี่การแปลงขั้นต่ำเป็น
f นาที \u003d f สูงสุด (1 - γ สูงสุด) / (1 - γ นาที) \u003d 25 * 10 3 ] (1 - 0.78) / (1-0.42) \u003d 9.48 kHz
4. คำนวณการสูญเสียพลังงานบนสวิตช์
การสูญเสียแบบสถิตถูกกำหนดโดยค่าประสิทธิผลของกระแสที่ไหลผ่านสวิตช์ เนื่องจากรูปร่างปัจจุบันคือ ≈ สี่เหลี่ยมคางหมู ดังนั้น ฉัน s \u003d ฉัน โดยที่ α \u003d l Lmax /l lx \u003d 1.25 ≈ อัตราส่วน กระแสสูงสุดตัวเหนี่ยวนำกระแสไฟขาออก เลือกสัมประสิทธิ์ a ภายใน 1.2 ... 1.6 เปลี่ยนการสูญเสียคงที่ P Sstat =l s U SBKn =3.27-2=6.54 W.
การสูญเสียแบบไดนามิกบนสวิตช์ Р sdyn ╥0.5f สูงสุด ╥U BX สูงสุด (l smax ╥t f +α╥l lx ╥t cn)
โดยที่ฉัน smax ≈ แอมพลิจูดกระแสสลับเนื่องจากการฟื้นตัวแบบย้อนกลับของไดโอด VD รับ l Smax =2l ByX เราได้รับ
R sdin \u003d 0.5f สูงสุด ╥U BX สูงสุด ╥I ออก (2t f + α∙ t cn) \u003d 0.5╥ 25╥10 3 ╥32╥5 (2╥0.78-10 -6 +1.25 -2-10 - 6)=8.12 W โดยที่ t f =0.78╥10 -6 s ≈ ระยะเวลาด้านหน้าของพัลส์ปัจจุบันผ่านสวิตช์ t cn =2╥10 -6 s ≈ ระยะเวลาของการลดลง
การสูญเสียทั้งหมดของสวิตช์คือ: P s \u003d P scstat + P sdin \u003d 6.54 + 8.12 \u003d 14.66 W.
หากเกิดการสูญเสียสถิตบนสวิตช์ ควรทำการคำนวณสำหรับแรงดันไฟฟ้าขาเข้าต่ำสุดเมื่อกระแสเหนี่ยวนำมีค่าสูงสุด ในกรณีที่เป็นการยากที่จะคาดการณ์ประเภทของการสูญเสียที่เด่นชัด พวกมันจะถูกกำหนดทั้งที่แรงดันไฟขาเข้าต่ำสุดและสูงสุด
5. เราคำนวณการสูญเสียพลังงานบนไดโอด
เนื่องจากรูปร่างของกระแสผ่านไดโอด ≈ ยังเป็นสี่เหลี่ยมคางหมู เราจึงกำหนดค่าที่มีประสิทธิภาพเป็นการสูญเสียแบบคงที่บนไดโอด P vDcTaT \u003d l vD ╥U pr \u003d 3.84-0.8 \u003d 3.07 W.
การสูญเสียไดนามิกของไดโอดส่วนใหญ่เกิดจากการสูญเสียระหว่างการกู้คืนแบบย้อนกลับ: P VDdyn \u003d 0.5f max ╥
l smax vU Bx สูงสุด ╥t oB ╥f สูงสุด ╥l Bыx ╥U สูงสุด ╥t ov ╥25-10 3 -5-32╥0.2╥10 -6 =0.8 W โดยที่ t OB =0, 2-1C - 6 วินาที ≈ ไดโอดย้อนเวลาการกู้คืน
การสูญเสียทั้งหมดของไดโอดจะเป็น: P VD \u003d P MDstat + P VDdin \u003d 3.07 + 0.8 \u003d 3.87 W.
6. เลือกแผ่นระบายความร้อน
ลักษณะสำคัญของแผ่นระบายความร้อนคือความต้านทานความร้อน ซึ่งกำหนดเป็นอัตราส่วนระหว่างความแตกต่างของอุณหภูมิระหว่างสิ่งแวดล้อมและพื้นผิวของตัวระบายความร้อนต่อกำลังงานที่กระจายไป: R g = ΔT / P rass ในกรณีของเรา จำเป็นต้องแก้ไขทรานซิสเตอร์สวิตชิ่งและไดโอดบนฮีตซิงก์ตัวเดียวกันผ่านฉนวนสเปเซอร์ เพื่อไม่ให้คำนึงถึงความต้านทานความร้อนของปะเก็นและไม่ซับซ้อนในการคำนวณ เราเลือกอุณหภูมิพื้นผิวต่ำประมาณ 70 องศา C. จากนั้นที่อุณหภูมิแวดล้อม40╟СΔТ=70-40=30╟С. ความต้านทานความร้อนของแผ่นระบายความร้อนสำหรับกรณีของเรา R t \u003d ΔT / (P s + P vd) \u003d 30 / (14.66 + 3.87) \u003d 1.62╟С / W
ความต้านทานความร้อนในระหว่างการระบายความร้อนตามธรรมชาติจะได้รับตามกฎในข้อมูลอ้างอิงสำหรับตัวระบายความร้อน เพื่อลดขนาดและน้ำหนักของอุปกรณ์ คุณสามารถใช้การระบายความร้อนด้วยพัดลมได้
7. คำนวณพารามิเตอร์คันเร่ง
ลองคำนวณความเหนี่ยวนำของตัวเหนี่ยวนำ: L= (U BX max - U sbkl -U Rdt - U Out)γ min /=(32-2-0.3-12)╥0.42/=118.94 μH
เป็นวัสดุของแกนแม่เหล็ก เราเลือกกด Mo-permalloy MP 140 องค์ประกอบตัวแปร สนามแม่เหล็กในวงจรแม่เหล็กในกรณีของเรานั้นการสูญเสียฮิสเทรีซิสไม่ได้เป็นปัจจัยจำกัด ดังนั้น การเหนี่ยวนำสูงสุดสามารถเลือกได้ในส่วนเชิงเส้นของเส้นโค้งการทำให้เป็นแม่เหล็กใกล้กับจุดเปลี่ยนเว้า การทำงานกับส่วนโค้งเป็นสิ่งที่ไม่พึงปรารถนา เนื่องจากในกรณีนี้ การซึมผ่านของแม่เหล็กของวัสดุจะน้อยกว่าค่าแรกเริ่ม สิ่งนี้จะทำให้การเหนี่ยวนำลดลงเมื่อกระแสตัวเหนี่ยวนำเพิ่มขึ้น เราเลือกการเหนี่ยวนำสูงสุด B m เท่ากับ 0.5 T และคำนวณปริมาตรของวงจรแม่เหล็ก: Vp \u003d μμ 0 ╥L (αI outx) 2 / B m 2 \u003d 140 ╥ 4π ╥ 10 -7 ╥ 118.94 ╥ 10 - 6 (1.25 -5) 2 0.5 2 \u003d 3.27 ซม. 3 โดยที่ μ \u003d 140 ≈ การซึมผ่านของแม่เหล็กเริ่มต้นของวัสดุ MP140 μ 0 =4π╥10 -7 H/m ≈ ค่าคงที่แม่เหล็ก
ตามปริมาตรที่คำนวณได้เราเลือกวงจรแม่เหล็ก เพราะว่า คุณสมบัติการออกแบบวงจรแม่เหล็กเพอร์มัลลอย MP140 มักจะทำบนวงแหวนสองวง ในกรณีของเราแหวน KP24x13x7 นั้นเหมาะสม พื้นที่หน้าตัดของวงจรแม่เหล็ก Sc=20.352 =0.7 ซม. 2 และความยาวเฉลี่ยของเส้นแม่เหล็ก λс=5.48 ซม. ปริมาตรของวงจรแม่เหล็กที่เลือกคือ: VC=SC╥ λс=0.7╥5.48 =3.86 ซม. 3 >VP.
เราคำนวณจำนวนรอบ: เราใช้จำนวนรอบเท่ากับ 23
เรากำหนดเส้นผ่านศูนย์กลางของเส้นลวดด้วยฉนวนโดยพิจารณาจากข้อเท็จจริงที่ว่าขดลวดจะต้องอยู่ในชั้นเดียว ให้หมุนไปตามเส้นรอบวงด้านในของวงจรแม่เหล็ก โดยที่ d K \u003d 13 mm ≈ เส้นผ่านศูนย์กลางด้านในของวงจรแม่เหล็ก k 3 \u003d 0.8 ≈ ตัวประกอบการเติมของหน้าต่างวงจรแม่เหล็กพร้อมขดลวด
เราเลือกลวด PETV-2 ที่มีขนาดเส้นผ่าศูนย์กลาง 1.32 มม.
ก่อนม้วนลวด แกนแม่เหล็กควรหุ้มฉนวนด้วยฟิล์ม PET-E หนา 20 µm และกว้าง 6...7 มม. ในชั้นเดียว
8. คำนวณความจุของตัวเก็บประจุเอาท์พุท: C Bvyx \u003d (U BX สูงสุด -U sBcl - U Rdt) ╥γ min /= (32-2-0.3) 0.42 / \u003d 1250 μFโดยที่ΔU Сvyx \u003d 0 , 01 V ≈ การกระเพื่อมจากยอดถึงยอดบนตัวเก็บประจุเอาต์พุต
สูตรข้างต้นไม่ได้คำนึงถึงอิทธิพลของความต้านทานแบบอนุกรมภายในของตัวเก็บประจุบนระลอกคลื่น เมื่อคำนึงถึงสิ่งนี้ เช่นเดียวกับความทนทานต่อความจุของตัวเก็บประจุออกไซด์ 20% เราจึงเลือกตัวเก็บประจุ K50-35 สองตัวสำหรับแรงดันไฟฟ้าเล็กน้อยที่ 40 V ที่มีความจุ 1,000 ไมโครฟารัดแต่ละตัว ทางเลือกของตัวเก็บประจุที่มีการประเมินค่าสูงเกินไป พิกัดแรงดันไฟฟ้าเนื่องจากการเพิ่มขึ้นของพารามิเตอร์นี้ ความต้านทานแบบอนุกรมของตัวเก็บประจุจึงลดลง
รูปแบบที่พัฒนาขึ้นตามผลลัพธ์ที่ได้จากการคำนวณจะแสดงในรูปที่ 3.
พิจารณารายละเอียดเพิ่มเติมเกี่ยวกับโคลง ระหว่างสถานะเปิดของสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ ≈ ทรานซิสเตอร์ VT5 ≈ แรงดันฟันเลื่อยจะเกิดขึ้นบนตัวต้านทาน R14 (เซ็นเซอร์กระแส) เมื่อถึงค่าที่กำหนด ทรานซิสเตอร์ VT3 จะเปิดขึ้น ซึ่งในทางกลับกัน จะเปิดทรานซิสเตอร์ VT2 และปล่อยตัวเก็บประจุ C3 ในกรณีนี้ ทรานซิสเตอร์ VT1 และ VT5 จะปิด และสวิตช์ไดโอด VD3 จะเปิดขึ้นด้วย ทรานซิสเตอร์ที่เปิดไว้ก่อนหน้านี้ VT3 และ VT2 จะปิด แต่ทรานซิสเตอร์ VT1 จะไม่เปิดจนกว่าแรงดันไฟฟ้าข้ามตัวเก็บประจุ C3 ถึงระดับเกณฑ์ที่สอดคล้องกับแรงดันเปิด ดังนั้นช่วงเวลาจะเกิดขึ้นในระหว่างที่ทรานซิสเตอร์สวิตชิ่ง VT5 จะปิด (ประมาณ 30 μs) เมื่อสิ้นสุดช่วงเวลานี้ ทรานซิสเตอร์ VT1 และ VT5 จะเปิดขึ้นและกระบวนการจะทำซ้ำอีกครั้ง
ตัวต้านทาน R. 10 และตัวเก็บประจุ C4 สร้างตัวกรองที่ระงับแรงดันไฟกระชากที่ฐานของทรานซิสเตอร์ VT3 เนื่องจากการกลับคืนสู่สภาพเดิมของไดโอด VD3
สำหรับทรานซิสเตอร์ซิลิคอน VT3 แรงดันไฟฐาน≈ซึ่งจะเปลี่ยนเป็นโหมดแอคทีฟจะอยู่ที่ประมาณ 0.6 V ในกรณีนี้ R14 จะกระจายไปบนเซ็นเซอร์ปัจจุบันเมื่อเทียบกับ พลังอันยิ่งใหญ่. เพื่อลดแรงดันไฟบนเซ็นเซอร์ปัจจุบันซึ่งทรานซิสเตอร์ VT3 เปิดขึ้น จะใช้ค่าไบแอสคงที่ประมาณ 0.2 V กับฐานตามวงจร VD2R7R8R10
แรงดันตามสัดส่วนของแรงดันเอาต์พุตจะจ่ายให้กับฐานของทรานซิสเตอร์ VT4 จากตัวแบ่ง ซึ่งแขนส่วนบนประกอบด้วยตัวต้านทาน R15, R12 และแขนท่อนล่างคือ ≈ ตัวต้านทาน R13 วงจร HL1R9 สร้างแรงดันอ้างอิงเท่ากับผลรวมของแรงดันไฟตรงที่ตกคร่อม LED และทางแยกอีซีแอลของทรานซิสเตอร์ VT4 ในกรณีของเรา แรงดันไฟฟ้าที่เป็นแบบอย่างคือ 2.2 V สัญญาณที่ไม่ตรงกันจะเท่ากับความแตกต่างระหว่างแรงดันไฟฟ้าที่ฐานของทรานซิสเตอร์ VT4 และสัญญาณที่เป็นแบบอย่าง
แรงดันเอาต์พุตจะเสถียรเนื่องจากการบวกของสัญญาณที่ไม่ตรงกันซึ่งขยายโดยทรานซิสเตอร์ VT4 ด้วยแรงดันไฟฟ้าที่อิงตามทรานซิสเตอร์ VT3 สมมติว่าแรงดันไฟขาออกเพิ่มขึ้น จากนั้นแรงดันไฟฟ้าที่ฐานของทรานซิสเตอร์ VT4 จะกลายเป็นแบบอย่างมากขึ้น ทรานซิสเตอร์ VT4 เปิดขึ้นเล็กน้อยและเปลี่ยนแรงดันไฟฟ้าที่ฐานของทรานซิสเตอร์ VT3 เพื่อให้เริ่มเปิดด้วย ดังนั้นทรานซิสเตอร์ VT3 จะเปิดขึ้นที่ระดับแรงดันฟันเลื่อยที่ต่ำกว่าทั่วตัวต้านทาน R14 ซึ่งจะทำให้ช่วงเวลาในการเปิดทรานซิสเตอร์สวิตชิ่งลดลง แรงดันไฟขาออกจะลดลง
หากแรงดันไฟขาออกลดลง กระบวนการควบคุมจะคล้ายคลึงกัน แต่เกิดขึ้นในลำดับที่กลับกันและทำให้เวลาเปิดของสวิตช์เพิ่มขึ้น เนื่องจากกระแสของตัวต้านทาน R14 เกี่ยวข้องโดยตรงในการก่อตัวของเวลาเปิดของทรานซิสเตอร์ VT5 ที่นี่นอกเหนือจากการป้อนกลับแรงดันไฟขาออกปกติจึงมีการป้อนกลับในปัจจุบัน สิ่งนี้ช่วยให้คุณรักษาแรงดันเอาต์พุตให้คงที่โดยไม่ต้องโหลด และให้การตอบสนองอย่างรวดเร็วต่อการเปลี่ยนแปลงของกระแสที่เอาต์พุตของอุปกรณ์อย่างกะทันหัน
ในกรณีที่เกิดไฟฟ้าลัดวงจรในโหลดหรือโอเวอร์โหลด ตัวปรับความเสถียรจะเปลี่ยนเป็นโหมดจำกัดกระแส แรงดันเอาต์พุตเริ่มลดลงที่กระแส 5.5 ... 6 A และกระแสไฟปิดจะเท่ากับ 8 A โดยประมาณ ในโหมดเหล่านี้เวลาของทรานซิสเตอร์สวิตชิ่งจะลดลงเหลือน้อยที่สุดซึ่งจะช่วยลดพลังงาน กระจายไปกับมัน
หากตัวกันโคลงทำงานไม่ถูกต้อง ซึ่งเกิดจากความล้มเหลวขององค์ประกอบหนึ่ง (เช่น การพังของทรานซิสเตอร์ VT5) แรงดันไฟฟ้าจะเพิ่มขึ้นที่เอาต์พุต ในกรณีนี้ การโหลดอาจล้มเหลว เพื่อป้องกันสถานการณ์ฉุกเฉิน ตัวแปลงมีชุดป้องกันซึ่งประกอบด้วยทรินิสเตอร์ VS1, ซีเนอร์ไดโอด VD1, ตัวต้านทาน R1 และตัวเก็บประจุ C1 เมื่อแรงดันเอาต์พุตเกินแรงดันรักษาเสถียรภาพของซีเนอร์ไดโอด VD1 กระแสจะเริ่มไหลผ่านซึ่งจะเปิดทรินิสเตอร์ VS1 การรวมเข้าด้วยกันทำให้แรงดันเอาต์พุตลดลงจนเกือบเป็นศูนย์และฟิวส์ FU1 เป่า
อุปกรณ์นี้ออกแบบมาเพื่อจ่ายไฟให้กับอุปกรณ์เครื่องเสียงขนาด 12 โวลต์ ซึ่งออกแบบมาสำหรับรถยนต์นั่งโดยเฉพาะ จากเครือข่ายรถบรรทุกและรถโดยสารประจำทางที่มีแรงดันไฟฟ้า 24 โวลต์ เนื่องจากแรงดันไฟฟ้าอินพุตในกรณีนี้มีการกระเพื่อมต่ำ ระดับตัวเก็บประจุ C2 มีความจุค่อนข้างเล็ก ไม่เพียงพอเมื่อโคลงถูกขับเคลื่อนโดยตรงจากหม้อแปลงไฟฟ้าหลักพร้อมวงจรเรียงกระแส ในกรณีนี้ วงจรเรียงกระแสควรติดตั้งตัวเก็บประจุที่มีความจุอย่างน้อย 2200 microfarads สำหรับแรงดันไฟฟ้าที่สอดคล้องกัน หม้อแปลงไฟฟ้าต้องมีกำลังรวม 80 ... 100 W.
ตัวกันโคลงใช้ตัวเก็บประจุออกไซด์ K50-35 (C2, C5, C6) ตัวเก็บประจุ SZ ≈ ฟิล์ม K73-9, K73-17 เป็นต้น ที่มีขนาดเหมาะสม C4 ≈ เซรามิกที่มีการเหนี่ยวนำตัวเองต่ำ เช่น K10-176 ตัวต้านทานทั้งหมด ยกเว้น R14, ≈ C2-23 ของกำลังที่เกี่ยวข้อง ตัวต้านทาน R14 ทำจากลวดคงที่ PEC 0.8 ยาว 60 มม. โดยมีความต้านทานเชิงเส้นประมาณ 1 โอห์ม/ม.
ภาพวาดของแผงวงจรพิมพ์ที่ทำจากไฟเบอร์กลาสเคลือบฟอยล์ด้านเดียวแสดงในรูปที่ สี่.
ไดโอด VD3, ทรานซิสเตอร์ VD5 และทรินิสเตอร์ VS1 ติดอยู่กับแผงระบายความร้อนผ่านปะเก็นการนำความร้อนที่เป็นฉนวนโดยใช้บุชพลาสติก บอร์ดยังยึดติดกับแผ่นระบายความร้อนเดียวกัน
ลักษณะที่ปรากฏของอุปกรณ์ประกอบจะแสดงในรูปที่ 5.
วรรณกรรม
1. Titze W. , Shenk K. วงจรเซมิคอนดักเตอร์: คู่มืออ้างอิง ต่อ. กับเขา. ≈ ม.: มีร์, 1982.
2. อุปกรณ์เซมิคอนดักเตอร์ ทรานซิสเตอร์กำลังปานกลางและสูง: คู่มือ / A. A. Zaitsev, A. I. Mirkin, V. V. Mo-kryakov ฯลฯ เอ็ด เอ.วี.โกโลเมโดวา. ≈ ม.: วิทยุและการสื่อสาร, 1989.
3. อุปกรณ์เซมิคอนดักเตอร์ วงจรเรียงกระแสไดโอด, ซีเนอร์ไดโอด, ไทริสเตอร์: คู่มือ / A. B. Gitsevich, A. A. Zaitsev, V. V. Mokryakov ฯลฯ เอ็ด เอ.วี.โกโลเมโดวา. ≈ ม.: วิทยุและการสื่อสาร, 2531.